电机电流控制装置以及电机电流控制方法

摘要

本发明廉价地构成装置并且适当地控制针对目标值的电机电流。电机控制装置(100)具备H桥电路(20)、以及用PWM信号驱动该H桥电路(20)的开关元件，设定针对电机线圈的充电模式、高速衰减模式以及低速衰减模式的控制单元。该控制单元在PWM周期的开始时将H桥电路(20)切换为充电模式，如果电机电流超过了基准电流值，则将H桥电路(20)切换为高速衰减模式并且存储充电模式时间。在经过了衰减模式切换时间后，将H桥电路(20)切换为低速衰减模式。并且，对本次下降期间中的PWM周期的充电模式时间与上次下降期间中的相同编号的PWM周期的充电模式时间比较，更新下次下降期间中的前一个PWM周期的衰减模式切换时间。

说明书

技术领域

本发明涉及电机电流控制装置以及电机电流控制方法。

背景技术

在利用H桥电路对电机线圈等感应性负载进行电流驱动时，大多使 用PWM(PulseWidthModulation：脉冲宽度调制)控制。PWM控制 通过对负载反复进行电流的充电和放电(衰减)来进行电流控制。

作为这种基于PWM控制的电机驱动的例子，例如有专利文献1所 记载的技术。在专利文献1的摘要的课题中记载了“在通过利用搭载在 IC上的H桥电路反复进行针对电抗负载的电流的充电和放电来进行恒 流控制时，能够进行正确的电流控制，减小负载电流的脉动电流。”。在 专利文献1的摘要的解决方法中记载了“具备：H桥电路，其用于驱动 与一对外部输出端子15、16连接的线圈负载L；PWM控制电路20， 其用PWM信号对H桥电路的输出开关元件11～14进行开关驱动，并 且能够选择性地设定H桥电路对负载的充电模式、低速衰减模式、高速 衰减模式；第一电流检测电路21，其检测在针对负载的高速衰减模式中 负载的电流降低到第一设定电流值以下这一情况；以及输出控制逻辑电 路23，其接受该检测输出并生成用于切换控制为低速衰减模式的控制信 号，并控制PWM控制电路。”。

另外，作为上述那样的电机的驱动方式，已知在转子旋转时，特别 是低速旋转时，残留振动较小、稳定性优异的方式，即微步驱动。该方 式通过对作为H桥电路的开关元件的FET进行PWM控制，来以根据 转子与定子的位置关系导出的大致正弦波状的基准电流曲线(以下，称 为“基准电流”。)和电机电流变得相同的方式进行控制，实现恒流控制。 对于基准电流而言，将基本步距角(例如1次旋转)分割为n分之1， 在每个该期间使基准电流变化。该期间称为微步，由单个或者多个PWM 周期构成。即，能够从微机等容易地生成阶段性地变化的阶跃状的电流。

专利文献1：日本特开2002－204150号公报

然而，在电机电流下降时，充电模式的电流波形根据电机的驱动电 压、旋转速度、负载转矩状况等变化。另外，对于放电中的电机电流的 减少速度而言，因线圈的电感根据转子与定子的位置关系而变化，从而 基于电流检测电路的电机电流波形的控制较难，成为电机电流的电流波 动(电流变动)的原因。该电流波动成为电机的转矩损失、振动、噪声 的原因。另外，充电模式与高速衰减模式间的频繁的线圈通电方向的切 换成为产生电磁噪声的原因。

在专利文献1所记载的技术中，设置2个比较器，将电流测量值与 2个基准值进行比较，基于该比较结果、时间来切换动作模式。另外， 作为其它手法，也考虑通过增加微步驱动的分割数，缩短PWM周期， 来抑制波动。然而，如专利文献1所记载那样，设置2个比较器导致成 本上升。另外，对于缩短PWM周期而言，因为微机的负载过大，所以 需要使用专用的电机驱动器、高价的微机，还是导致成本上升。

发明内容

鉴于此，本发明的课题在于提供一种能够廉价地构成装置并且能够 适当地控制针对目标值的电机电流的电机电流控制装置以及电机电流 控制方法。

为了解决上述的课题，本发明的电机电流控制装置的特征在于，具 备：H桥电路，其具有开关元件，并且与设置于电机的电机线圈连接； 以及控制单元，其按每个规定的PWM周期驱动上述开关元件，并且对 上述H桥电路指定使在上述电机线圈中流动的电机电流增加的充电模 式、使电机电流衰减的高速衰减模式、以及与上述高速衰减模式相比使 上述电机电流低速衰减的低速衰减模式中的任意一种动作模式，上述控 制单元根据转子与定子的位置关系按每个上述PWM周期设定基准电流 值和衰减模式切换时间，在各上述PWM周期的开始时将上述H桥电路 切换为上述充电模式，如果上述电机电流超过了上述基准电流值，则将 上述H桥电路切换为上述高速衰减模式并存储充电模式时间，并且在经 过了上述衰减模式切换时间之后，将上述H桥电路切换为上述低速衰减 模式，将本次下降期间中的该PWM周期的充电模式时间和上次下降期 间中的与该PWM周期相同编号的PWM周期的充电模式时间进行比 较，更新下次下降期间中的该PWM周期前一个PWM周期的衰减模式 切换时间。对于其它方法，在用于实施发明的方式中进行说明。

根据本发明，能够提供一种能够廉价地构成装置并且能够适当地控 制针对目标值的电机电流的电机电流控制装置以及电机电流控制方法。

附图说明

图1是发明的一实施方式的电机控制系统的整体框图。

图2是电机控制装置的详细框图。

图3是H桥电路的动作模式的说明图。

图4是基准电流值相对于电机的旋转角的波形图。

图5是表示成为控制对象的下降期间的各PWM周期的电流控制数 据的图。

图6是表示成为控制对象的下降期间的图。

图7是表示成为控制对象的下降期间的PWM周期的例子的图。

图8是下降期间控制程序的流程图。

图9是下降期间控制程序的流程图。

图10是衰减模式切换时间设定的流程图。

图11是表示按照每90度电机旋转角使PWM周期同步的图。

图12是表示按照每180度电机旋转角使PWM周期同步的图。

图13是表示按照每360度电机旋转角使PWM周期同步的图。

附图标记说明：2、4、6、8、15、17…开关元件；12、14、16、18… 二极管；20、20X、20Y…H桥电路；100…电机控制装置(电机电流控 制装置的一个例子)；101…CPU(控制单元)；102…RAM；103…ROM； 104…计时器；105…I/O端口；106…总线；107…桥控制部(控制单 元的一部分)；110…桥控制电路；111…电流滤波器(控制单元的一部 分)；112…电流限制控制部(控制单元的一部分)；113…PWM信号产 生器(控制单元的一部分)；114…比较器；115…D/A转换器；116… 电流检测部；117…A/D转换器；118…BEMF检测部；120…电机； 122XP、122XN、122YP、122YN…固定件(电机线圈的一个例子)；124X、 124Y、124…固定件绕组；126…旋转件；130…上位装置；140…直流电 源；142…接地线。

具体实施方式

以下，参照各图，详细地对用于实施本发明的方式进行说明。图1 是本实施方式中的电机控制系统的整体框图。在图1中，电机120为双 极型2相步进电机，具备：具有永磁铁且转动自如地设置的旋转件126、 以及设置在将旋转件126的周围的圆周方向4等份的位置处的固定件。 这些固定件由X相的固定件122XP、122XN和Y相的固定件122YP、 122YN构成。固定件122XP和固定件122XN夹着旋转件126位于相反 侧。固定件122YP和固定件122YN夹着旋转件126位于相反侧且朝向 与固定件122XP和固定件122XN的方向垂直的方向。在这些固定件中， 绕组分别同方向卷绕。卷绕在固定件122XP、122XN上的绕组串联连接， 并将两绕组合在一起称为“固定件绕组124X”。同样地，卷绕在固定件 122YP、122YN上的绕组串联连接，并将两绕组合在一起称为“固定件 绕组124Y”。

上位装置130输出指令电机120的旋转速度的速度指令信号。电机 控制装置100(电机电流控制装置的一个例子)根据该速度指令信号对 电机120进行驱动控制。在电机控制装置100中设置有H桥电路20X、 20Y，分别对固定件绕组124X、124Y施加X相电压VMX、Y相电压 VMY。

图2是电机控制装置100的详细框图。此外，图1示出2系统的固 定件绕组124X、124Y和2系统的H桥电路20X、20Y，但在图2中为 了简单化，示出1系统的固定件绕组124和1系统的H桥电路20。

设置在电机控制装置100的内部的CPU(CentralProcessingUnit： 中央处理器)101基于存储在ROM(ReadOnlyMemory：只读存储器) 103中的控制程序经由总线106来控制各部。RAM(RandomAccess Memory：随机存取存储器)102作为CPU101的工作存储器使用。计 时器104在CPU101的控制下，对从被复位的定时起的经过时间进行测 量。I/O端口105与图1所示的上位装置130、其它外部装置之间输入 输出信号。桥控制部107基于来自CPU101的指令控制桥控制电路110 的各部。电流限制控制部112以根据需要进行电流限制的方式控制 PWM信号产生器113。

此处，桥控制电路110构成为一体的集成电路。在其内部，PWM 信号产生器113基于桥控制部107的控制生成PWM信号并供给给H桥 电路20。在H桥电路20中包括例如FET(Field-EffectTransistor：场 效应晶体管)的开关元件2、4、6、8、15、17。PWM信号是作为栅极 电压而被施加给这些开关元件2、4、6、8、15、17的开/关信号。此外， 在图中，开关元件2、4、6、8、15、17的下侧的端子为源极，上侧的 端子为漏极。

开关元件2、4串联连接，直流电源140以及接地线142与该串联 电路连接，施加规定的电压Vdd。同样地，开关元件6、8也串联连接， 对该串联电路施加电压Vdd。二极管12、14、16、18是回流用二极管， 与开关元件2、4、6、8并联连接。开关元件15、17被设置成电流检测 用，分别与开关元件4、8一起形成电流反射镜电路(CurrentMirror Circuit)。由此，与在开关元件4、8中流动的电流成比例的电流分别在 开关元件15、17中流动。此外，对于开关元件2、4、6、8而言，也可 以代替回流用二极管，而使用自身的寄生二极管。

开关元件2、4的连接点的电压VMout0被施加给电机120的固定 件绕组124的一端。另外，开关元件6、8的连接点的电压VMout1被 施加给固定件绕组124的另一端。因此，对固定件绕组124施加作为两 者之差的电机电压VM(＝电压VMout0－VMout1)。该电机电压VM 实际上是图1所示的X相电压VMX以及Y相电压VMY。

电流检测部116通过根据电流方向测量在开关元件15、17中流动的 电流值，来输出在固定件绕组124中流动的电流的电流测量值Icoil。D /A转换器115从桥控制部107接收基准电流值Iref的数字值，并将其 转换为模拟值。比较器114对模拟值的电流测量值Icoil和基准电流值 Iref进行比较，若前者为后者以上则输出“1”信号，并且，在除此以 外的情况下输出“0”信号。

但是，在比较器114的输出信号中，存在因噪声等影响而产生振动 的情况。为了除去该振动而设置电流滤波器111。即，若比较器114的 输出信号切换，则电流滤波器111待机规定的滤波期间Tf，再次判定比 较器114的输出信号是否维持为切换后的值。在该判定结果为肯定的情 况下，将该输出信号的切换后的值作为阈值超过标志CL输出。

另外，电压VMout0、VMout1也被供给给A/D转换器117和BEMF (反电动势)检测部118。A/D转换器117基于电压VMout0、VMout1 测量固定件绕组124的反电动势Vbemf并输出。该反电动势Vbemf被 用于失步检测。BEMF检测部118在电机电压VM为反电动势的情况下， 即在不从H桥电路20对固定件绕组124施加电压的期间，根据该电压 方向的切换(零交叉)输出标志ZC。

另外，桥控制部107输出电流控制有效标志CLM。对于该电流控 制有效标志CLM而言，在允许供给给H桥电路20的PWM信号的变 更的情况下为“1”，在不允许的情况下为“0”。具体地说，在从PWM 期间的开始时以后的时间Tcs起至时间Tce为止的期间中，电流控制有 效标志CLM为“1”。电流限制控制部112在电流控制有效标志CLM 为“0”的情况下，控制PWM信号产生器113，以使得维持当前的PWM 信号。

图3的(a)～(f)是说明H桥电路20的动作模式的图。图3的 (a)是说明H桥电路20的充电模式的图。在使在固定件绕组124中流 动的电机电流的绝对值增加的情况下，例如使斜对置的开关元件4、6 成为导通状态，使除此以外的开关元件2、8成为截止状态。在该状态 下，电机电流经由开关元件6、固定件绕组124、开关元件4沿着虚线 所示的方向流动，并且该电机电流增加。将该动作模式称为“充电模式”。 在从该状态起使电机电流高速地衰减的情况下，迁移至图3的(b)所 示的高速衰减模式。

图3的(b)是说明H桥电路20的高速衰减模式的图。在使在固定 件绕组124中流动的电机电流的绝对值高速地衰减的情况下，与之前的 充电模式相反，使斜对置的开关元件4、6成为截止状态，使开关元件2、 8成为导通状态。由于在固定件绕组124产生反电动势，所以电流经由 开关元件8、固定件绕组124、开关元件2沿着虚线所示的方向流动， 电机电流高速地衰减。将该动作模式称为“高速衰减模式”。另外，在 从图3的(a)的充电模式或者图3的(b)的高速衰减模式起使电流低 速衰减的情况下，迁移至图3的(c)所示的低速衰减模式。

图3的(c)是说明H桥电路20的低速衰减模式的图。在使在固定 件绕组124中流动的电机电流的绝对值与高速衰减模式相比低速衰减的 情况下，使电压Vdd侧的开关元件2、6为导通状态，使接地侧的开关 元件4、8为截止状态。于是，如图示的虚线那样，流动在开关元件2、 6以及固定件绕组124中循环的电流。该电流因开关元件2、6以及固定 件绕组124的阻抗而衰减。此时的衰减速度与上述的高速衰减模式相比 为低速。将该动作模式称为“低速衰减模式”。

图3的(d)是说明H桥电路20的低速衰减模式的变型的图。在使 在固定件绕组124中流动的电机电流的绝对值与高速衰减模式相比低速 衰减的情况下，也可以使电压Vdd侧的开关元件2、6为截止状态，使 接地侧的开关元件4、8为导通状态。于是，如图示的虚线那样，流动 在开关元件4、8以及固定件绕组124中循环的电机电流。该电流因开 关元件4、8以及固定件绕组124的阻抗而衰减。此时的衰减速度与上 述的高速衰减模式相比为低速。

另外，即使断开任意一个开关元件的栅极电压，因该开关元件的栅 极的寄生电容，该开关元件也会在一段期间停留在导通状态。因此，例 如若从充电模式(参照图3的(a))瞬时切换为高速衰减模式(参照图 3的(b))，则有可能全部的开关元件瞬间变为导通状态，电压Vdd与 接地之间短路，开关元件被破坏。为了防止这种情况，H桥电路20被 设定为“贯通保护模式”这种动作模式。

图3的(e)是使全部的开关元件2、4、6、8成为截止状态的贯通 保护模式。若从图3的(a)的充电模式切换为图3的(e)的贯通保护 模式，则由于在固定件绕组124产生反电动势，所以电机电流经由二极 管18、固定件绕组124、二极管12沿着虚线所示的方向流动。在图3 的(e)的贯通保护模式中，产生与二极管12、18的正方向电压下降对 应的电力损失，所以电机电流的衰减速度变为最大。

此处，若比较图3的(a)的充电模式和图3的(d)的低速衰减模 式，则不管在哪种模式中，开关元件4都为导通状态。因此，在从图3 的(a)的状态迁移至图3的(d)的状态的情况下，即使开关元件4一 直为导通状态也没有影响。因此，在这种情况下，能够采用如图3的(f) 所示那样使开关元件4为导通状态、使开关元件2、6、8为截止状态的 贯通保护模式。在该情况下，如该图的虚线所示那样，流动在开关元件 4、二极管18、固定件绕组124中循环的电机电流。

在图3的(f)的状态下，产生与二极管18的正方向电压下降对应 的电力损失，所以若与低速衰减模式相比较，则衰减速度变大，但若与 高速衰减模式或者图3的(e)的贯通保护模式相比较，则能够较大地 降低衰减速度。由于从充电模式或者高速衰减模式迁移至低速衰减模式 的情况是“不想使电机电流较大地衰减”这种情况，所以选择如图3的 (f)所示那样仅使一个开关元件成为导通状态的贯通保护模式。

但是，在图2中，从CPU101对桥控制部107指定的动作模式是充 电模式、低速衰减模式或者高速衰减模式中的任意一种，在后述的控制 程序中，也没有明确指定贯通保护模式。然而，桥控制部107并不是立 即使指定的动作模式反映，之间一定插入贯通保护模式(图3的(e) 或者图3的(f))来控制PWM信号产生器113。

在图2中从桥控制部107供给给D/A转换器115的基准电流值Iref 实际上由X相的基准电流值IXref和Y相的基准电流值IYref构成。图 4的(a)、(b)示出步进电机120的一周旋转、即旋转角θ在0～2π的 范围中的这些基准电流值IXref、IYref的设定例。如图示那样，基准电 流值IXref、IYref为以阶梯波将余弦曲线、正弦曲线近似后所得的波形。 这样规定基准电流值IXref、IYref来驱动电机120的方式被称为微步方 式，特别是有低速旋转时残留振动较小、稳定性优异的特征。

另外，将阶梯波变动的周期称为微步周期Tm。优选微步周期Tm 与PWM周期相同或者为其整数倍。基准电流值IXref、IYref都按每个 旋转角θ的π/2，如图示那样交替地反复上升期间和下降期间。此处 “上升期间”是基准电流值IXref、IYref的绝对值上升的期间，“下降 期间”是该绝对值下降的期间。

图5是表示成为控制对象的下降期间的各PWM周期的电流控制数 据的图。该电流控制数据例如被储存在桥控制部107。桥控制部107预 先将电流下降期间的PWM次数份的根据转子和定子位置所准备的上次 下降期间的充电模式时间TON＿o、本次下降期间的充电模式时间TON 以及衰减模式切换时间Tfs储存于存储器。电流控制数据包括表示PWM 周期的顺序的PWM周期编号、上次旋转期间中的充电模式时间TON ＿o、本次旋转期间中的充电模式时间TON、以及衰减模式切换时间 Tfs而构成。PWM周期编号表示与电机的旋转同步了的PWM周期的 编号。上次旋转期间表示上次下降期间。因此，充电模式时间TON＿o 表示上次下降期间的各PWM周期中的充电模式的时间。

本次旋转期间表示本次下降期间。因此，充电模式时间TON表示 本次下降期间的各PWM周期中的充电模式的时间。衰减模式切换时间 Tfs表示在各下降期间的PWM周期中，从高速衰减模式或者充电模式 切换为低速衰减模式的定时。桥控制部107预先储存各PWM周期的电 流控制数据，并且与旋转驱动一起动态地改写。

图6是表示成为控制对象的下降期间的曲线图。曲线图的纵轴表示 基准电流值Iref。曲线图的横轴表示旋转角θ。在本次下降期间的旋转 角θ为π～3π/2的情况下，上次下降期间的旋转角θ是比其推迟半旋 转的0～π/2。而且，下次下降期间的旋转角θ是比其超前半旋转的2π～ 5π/2。换句话说，上次下降期间相对于本次下降期间推迟半旋转。另 外，下次下降期间与本次下降期间相比超前半旋转。

对电机120的旋转角θ和PWM周期进行同步处理，以使不管在哪 个下降期间中相同PWM周期编号都成为相同旋转角θ。由此，能够比 较不同的下降期间的相同顺序的PWM周期中的电机电流。此外，也可 以上次下降期间相对于本次下降期间、和下次下降期间相对于本次下降 期间偏离1周旋转(2π)。此时本次下降期间相对于上次下降期间延迟 1周旋转。另外，下次下降期间也比其超前1周旋转。由此，即使在旋 转件具有非对称性的情况下，与能够适当地进行控制。而且，也可以上 次下降期间相对于本次下降期间、和下次下降期间相对于本次下降期间 偏离半旋转的自然数倍(nπ)。例如，在电机的每2周旋转产生周期性 的外部干扰的情况下，能够适当地抑制该外部干扰。

图7是表示成为控制对象的下降期间的PWM周期的例子的图。在 图7中示出从期间1到期间4为止的4次PWM期间。图7的最上部利 用黑线示出上次下降期间中的动作模式为充电模式的期间。另外，示出 充电模式标志Ton为1的区间。图7的第二部分利用黑线示出本次下降 期间中的动作模式为充电模式的期间。图7的第三部分为电流测量值 Icoil的波形图，并利用双点划线示出基准电流值Iref1～Iref3。实线表 示本次下降期间中的电流测量值Icoil，虚线表示上次下降期间中的电流 测量值Icoil。以下，在不特别区分基准电流值Iref1～Iref3时，仅记载 为基准电流值Iref。此外，如期间2和期间3所示那样，基准电流值Iref2 可以在连续的多个PWM周期相同。图7的第四、第五部分是电压 VMout0、VMout1的波形图。图7的第六部分示出作为桥控制部107 的内部状态的阈值超过标志CL。图7的第七部分示出作为桥控制部107 的内部输出的电流控制有效标志CLM。此外，在各波形图中，实线表 示本次下降期间中的值，虚线表示上次下降期间中的值。

最初对从期间1至期间2中的本次下降期间的动作进行说明。时间 Ts是本次PWM周期开始的定时。各PWM周期开始时，电流控制有效 标志CLM以按照前一个PWM周期的Tce设定的“0”开始，并且H 桥电路20以充电模式进行动作。此时的电压VMout0为电压Vdd电平， 电压VMout1为接地电平。充电模式标志Ton变化为“1”。阈值超过标 志CL为“0”。在时间Ts后的时间Tcs，电流控制有效标志CLM切换 为“1”。由此电流限制控制部112以允许PWM信号的变更的方式控制 PWM信号产生器113。该电流控制有效标志CLM至后述的时间Tce 为止为“1”。时间Tcs后电流测量值Icoil超过基准电流值Iref1，而且 若经过滤波期间Tf，则阈值超过标志CL变化为“1”。若阈值超过标志 CL变化为“1”，则充电模式结束，充电模式标志Ton变化为“0”。

充电模式时间TON表示充电模式继续的时间。根据该充电模式时 间TON，能够测量电流测量值Icoil相对于基准电流值Iref1的偏差。 充电模式时间TON是充电模式标志Ton被设定成“1”的期间。在充电 模式结束后，H桥电路20切换为高速衰减模式。此时的电压VMout0 为接地电平。电压VMout1为电压Vdd电平。阈值超过标志CL为“1”。 之后，电流测量值Icoil变得小于基准电流值Iref1，而且若经过滤波期 间Tf，则阈值超过标志CL变化为“0”。在衰减模式切换时间Tfs，H 桥电路20切换为低速衰减模式。此时的电压VMout0和电压VMout1 为接地电平。该衰减模式切换时间Tfs在每个PWM周期分别应用不同 的值。通过适当地设定该衰减模式切换时间Tfs，能够使各PWM周期 中的电机电流适当地衰减来接近于基准电流值Iref。衰减模式切换时间 Tfs大于时间Tcs且小于后述的时间Tmax。

在时间Tce中，电流控制有效标志CLM切换为“0”。由此电流限 制控制部112不允许PWM信号的变更，始终以低速衰减模式控制PWM 信号产生器113。在期间1中，H桥电路20已经为低速衰减模式，所以 动作模式没有变化。时间Te是期间1的PWM周期结束的定时，且是 与期间2的PWM周期开始的时间Ts相同的定时。以下，执行与期间1 同样的PWM周期。

接下来，对与从期间1至期间2中的虚线所示的上次下降期间的动 作的不同进行说明。H桥电路20在上次下降期间中，在比本次下降期 间早的定时从高速衰减模式切换为低速衰减模式。电流测量值Icoil在 期间2的PWM周期开始的定时，成为比上次下降期间低的值，且与基 准电流值Iref2接近。期间2的上次下降期间的充电模式时间比本次下 降期间的充电模式时间短。

接下来，对期间3～期间4中的上次下降期间的动作进行说明。根 据期间3中的虚线所示的上次下降期间的电流测量值Icoil可知，H桥 电路20在时间Tmax第一次切换为低速衰减模式。即，时间Tmax与 衰减模式切换时间Tfs相等。如实线所示的本次下降期间的电流测量值 Icoil所示，H桥电路20在比上次下降期间早的衰减模式切换时间Tfs 切换为低速衰减模式。因此，电流测量值Icoil与上次下降期间相比与 基准电流值Iref3接近。这是因为本次下降期间的1步前(1PWM周期 前即期间3)的电流测量值Icoil的衰减较小，所以在期间4中从较高的 电流值开始充电模式。反之，充电模式时间TON较短意味着一步前的 电流测量值Icoil的衰减较小。即根据充电模式时间TON，能够判断线 圈电流的衰减。

如期间3～期间4所示，在衰减模式切换时间Tfs较长的情况下， 高速衰减模式的期间变长，电流测量值Icoil的衰减变大。反之，在衰 减模式切换时间Tfs较短的情况下，高速衰减模式的期间变短，电流测 量值Icoil的衰减变小。因此，通过缩短一步前(1PWM周期前)的衰 减模式切换时间Tfs以消除充电模式时间TON的增加，能够适当地使 电流测量值Icoil与基准电流值Iref接近。利用以下的图8～图10对实 现该事情的处理进行说明。

图8和图9是下降期间控制程序的流程图。此外，图8和图9是存 储在ROM103中并由CPU101执行的控制程序，在下降期间中按照每 个PWM周期启动。在图8的步骤S1中开始下降期间控制程序的处理。 在该步骤S1中，将计时器104复位，之后对PWM周期开始后的经过 时间进行计时。另外，在步骤S1中，基于旋转件126的旋转角θ的推 断值和图4的(a)或者图4的(b)所示的波形来决定该PWM周期中 的基准电流值Iref(图4的(a)、(b)中的基准电流值IXref或者基准 电流值IYref)，决定出的基准电流值Iref被设置于桥控制部107(参照 图2)。

另外，电流控制有效标志CLM在上次PWM周期中被设定成“0”。 该上次PWM周期中所设定的电流控制有效标志CLM继续在本次 PWM周期中也使用。在上次PWM周期中，通过执行后述的步骤S33 将电流控制有效标志CLM设定为“0”。该步骤S33的处理的详细后述。

在步骤S10中，PWM信号产生器113使H桥电路20以充电模式 进行动作，在步骤S11中，桥控制部107开始充电模式时间TON的计 测。接下来，在步骤S12中，桥控制部107从计时器104获取经过时间， 并且电流限制控制部112获取阈值超过标志CL。此外，本程序内经过 时间以及阈值超过标志CL直至再次执行步骤S12为止没有变化。

(在时间Tcs使电流控制有效化的处理)

步骤S13～S15是在图7的时间Tcs使电流控制有效化的处理。在 步骤S13中，桥控制部107判断是否经过了时间Tcs，如果该判断条件 不成立(否)，则进入图9的步骤S34的处理。通过上述的步骤S10的 处理，H桥电路20在PWM周期的开始时以充电模式进行动作。而且 通过步骤S13的处理，从PWM周期开始的时间Ts至时间Tcs为止成 为最小ON时间。在没有最小ON时间的情况下，存在电流波形较大地 下滑的情况。即，电流波形的波动变大，所以电机的转矩损失、振动、 噪声变大。与此相对，在本实施方式中，由于在从PWM周期的开始时 至时间Tcs为止，动作模式被设定为充电模式，所以能够抑制电机电流 的电流波动。由此，能够使电机的驱动效率上升，并且，能够降低电机 的转矩的损失和噪声、振动等。在步骤S14中，桥控制部107判断是否 是时间Tcs，如果该判断条件成立(是)，则在步骤S15中，将电流控制 有效标志CLM设定为“1”。在后述的步骤S18中参照该电流控制有效 标志CLM。

(时间Tcs以后且衰减模式切换时间Tfs以前的高速衰减模式转移 处理)

步骤S16～S21是在图7的时间Tcs以后且衰减模式切换时间Tfs 以前从充电模式向高速衰减模式转移的处理。在步骤S16中，桥控制部 107判断是否经过了时间Tcs，如果该判断条件成立(是)，则进入图9 的步骤S22的处理。在步骤S17中，电流限制控制部112判断阈值超过 标志CL是否是“1”，如果该判断条件不成立(否)，则进入图9的步 骤S22的处理。

在步骤S18中，电流限制控制部112判断电流控制有效标志CLM 是否是“1”，如果该判断条件不成立(否)，则进入图9的步骤S22的 处理。接下来，在步骤S19中，桥控制部107判断H桥电路20是否以 充电模式进行动作，如果该判断条件不成立(否)，则进入图9的步骤 S22的处理。在步骤S20中，桥控制部107存储充电模式时间TON，在 步骤S21中，PWM信号产生器113对H桥电路20指示以高速衰减模 式进行动作，进入图9的步骤S22的处理。

(时间Tcs以后且衰减模式切换时间Tfs的低速衰减模式转移处理)

图9所示的步骤S22～S26是在图7的时间Tcs以后且衰减模式切 换时间Tfs时，从充电模式或者高速衰减模式向低速衰减模式转移的处 理。在步骤S22中，桥控制部107判断是否经过了衰减模式切换时间 Tfs，如果该判断条件不成立(否)，则进入步骤S34的处理。在步骤S23 中，桥控制部107判断是否是衰减模式切换时间Tfs，如果该判断条件 不成立(否)，则进入步骤S27的处理。

接下来，在步骤S24中，桥控制部107判断H桥电路20是否以充 电模式进行动作，如果该判断条件成立(是)，则在步骤S25中存储充 电模式时间TON。而且在步骤S26中，PWM信号产生器113对H桥 电路20指示以低速衰减模式进行动作。通过该处理，在图7的期间1～ 4的衰减模式切换时间Tfs，实线所示的电流测量值Icoil从陡峭的衰减 切换为缓慢的衰减。在图7中未图示上次下降期间的衰减模式切换时间 Tfs，但例如在期间2、4中，虚线所示的电流测量值Icoil从陡峭的衰 减切换为缓慢的衰减。该切换时间为上次下降期间的衰减模式切换时间 Tfs。

(时间Tcs、Tfs以后的时间Tmax的低速衰减模式转移处理)

步骤S27～S30是在图7的时间Tcs和衰减模式切换时间Tfs以后 的时间Tmax从充电模式或者高速衰减模式转移至低速衰减模式的处 理。在步骤S27中，桥控制部107判断是否是时间Tmax，如果该判断 条件不成立(否)，则进入步骤S31的处理。

接下来，在步骤S28中，桥控制部107判断H桥电路20是否以充 电模式进行动作，如果该判断条件成立(是)，则在步骤S29中存储充 电模式时间TON。而且在步骤S30中，PWM信号产生器113对H桥 电路20指示以低速衰减模式进行动作。通过该处理，在图7的期间3 的时间Tmax，虚线所示的电流测量值Icoil从陡峭的衰减切换为缓慢的 衰减。

(在时间Tcs、Tfs以后且在时间Tce进行下一个周期准备处理)

步骤S31～S33是在图7的时间Tcs和衰减模式切换时间Tfs以后 的时间Tce，进行下一个PWM周期的准备的处理。在步骤S31中，桥 控制部107判断是否是时间Tce，如果该判断条件不成立(否)，则进入 步骤S34的处理。如果该判断条件成立(是)，则在步骤S32中进行下 一个PWM周期的电机动作条件设定和衰减模式切换时间设定(参照图 10)，在步骤S33中将电流控制有效标志CLM设定为“0”。在步骤S33 中所设定的电流控制有效标志CLM在下次PWM周期中也继续使用。

在步骤S34中，桥控制部107判断是否是当前的PWM周期结束的 时间Te，如果该判断条件不成立(否)，则返回到图8的步骤S12的处 理，反复该PWM周期的处理。如果该判断条件成立(是)，则结束当 前的PWM周期的处理。

图10是衰减模式切换时间设定的流程图。此处，示出与图9的步 骤S32的电机动作条件设定处理同时实施的衰减模式切换时间设定的 详细。在步骤S40中，桥控制部107获取本次PWM周期的充电模式时 间TON。在步骤S41中，桥控制部107判断充电模式时间TON是否大 于上次下降期间的相同编号的PWM周期的充电模式时间TON＿o。如 果桥控制部107判断为充电模式时间TON大于上次充电模式时间TON ＿o(是)，则进入步骤S42的处理，如果判断为充电模式时间TON不 大于上次充电模式时间TON＿o(否)，则进入步骤S43的处理。

在步骤S42中，桥控制部107使下次下降期间的一步前的衰减模式 切换时间Tfs减少规定量，进入步骤S44的处理。此处，一步前的衰减 模式切换时间Tfs是指PWM周期编号小1。在步骤S43中，桥控制部 107使下次下降期间的一步前的衰减模式切换时间Tfs增加规定量。在 步骤S44中，桥控制部107对充电模式时间TON＿o设定充电模式时间 TON。由此，本次充电模式时间TON在下次下降期间中作为充电模式 时间TON＿o被参照。若步骤S44的处理结束，则桥控制部107结束图 10的处理。

在该衰减模式切换时间设定中，变更下次下降周期的一步前的衰减 模式切换时间Tfs，以使相对于本次下降周期的下次下降周期的充电模 式时间TON稳定。由此，在下次下降周期中，能够使电流测量值Icoil 与基准电流值Iref接近。

图11是表示电机旋转角θ按每π/2与PWM周期同步的图。图11 的纵轴表示基准电流值Iref。图11的横轴表示旋转角θ。X轴上的圆表 示由电机控制装置100进行的电机旋转角θ与PWM周期的同步。本实 施方式的电机控制装置100使电机旋转角θ按每π/2、即按每90度与 PWM周期同步。换句话说，按电机旋转角θ的每π/2使PWM周期 的起点复位。由此，能够自由地设定PWM周期。此外，如果电机旋转 角θ是每π/2周期，则PWM周期的复位可以在任何的定时。在不使 电机旋转角θ和PWM周期同步的情况下，最大产生1PWM周期的控 制的延迟。该延迟造成影响直至电机旋转角θ和PWM周期再次同步。 因该延迟，有如下之虞：根据电机旋转角θ，虽然是相同顺序的PWM 周期，但产生基准电流值Iref不同的情况，不能够正确地比较充电模式 时间TON。

图12是表示电机旋转角θ按每π与PWM周期同步的变形例的图。 图12的纵轴表示基准电流值Iref。图12的横轴表示旋转角θ。X轴上 的圆表示由电机控制装置100进行的电机旋转角θ与PWM周期的同步。 变形例的电机控制装置100使电机旋转角θ按每π与PWM周期同步。 即按每180度与PWM周期同步。如果电机旋转角θ为每π周期，则 PWM周期的复位可以在任何的定时。

图13是表示电机旋转角θ按每2π与PWM周期同步的变形例的图。 图13的纵轴表示基准电流值Iref。图13的横轴表示旋转角θ。X轴上 的圆表示由电机控制装置100进行的电机旋转角θ与PWM周期的同步。 变形例的电机控制装置100使电机旋转角θ按每2π、即按每360度与 PWM周期同步。如果电机旋转角θ为每2π周期，则PWM周期的复 位可以在任何的定时。通过这样操作，能够减轻电机旋转角θ与PWM 周期的同步处理的负荷。

[变形例]

本发明并不限于上述的实施方式，能够进行各种变形。上述的实施 方式是为了以容易理解本发明的方式进行说明而例示的实施方式，并不 一定限定于具备说明的全部构成。另外，能够将某个实施方式的构成的 一部分置换为其它实施方式的构成，另外，也能够在某个实施方式的构 成中加入其它实施方式的构成。另外，能够对各实施方式的构成的一部 分进行削除或者其它构成的追加、置换。能够对上述实施方式进行的变 形例如如以下那样。

(1)在上述实施方式中，作为使用了程序的软件性处理而进行了 说明，但也可以通过使用了ASIC(ApplicationSpecificIntegrated Circuit；特定用途用IC)或者FPGA(field-programmablegatearray： 现场可编程门阵列)等的硬件性处理来实现。

(2)作为构成H桥电路20的开关元件，在上述实施方式中应用 FET，但也可以代替这些而应用双极晶体管、IGBT(绝缘栅极双极晶 体管，InsulatedGateBipolarTransistor)、其它的开关元件。(3)另外， 在上述实施方式中，对应用双极型2相步进电机作为电机120的例子进 行了说明，但电机120的种类、相数能够根据用途而应用各种。(4)在 上述实施方式中，采用微步方式作为基准电流值Iref的设定方式，但基 准电流值Iref也可以使用相对于旋转角θ连续地变化的值。