电流模式的降压-升压式DC-DC控制器

摘要

本发明提供了电流模式的降压?升压式DC?DC控制器。即使在输入与输出电压非常接近时，该电流模式的DC?DC控制器也能高效工作。有选择地将输入、地以及输出连接到电感器终端的开关在升压/降压区域中受到控制，以便交替地作为降压转换器工作以及作为升压转换器工作。由此，重复改变状态的开关数量将会减少，从而降低开关损耗并提高转换效率。在工作过程中流经电感器的电流将被感测，并且与一个误差值进行比较，从而控制从降压模式操作到升压模式操作的切换以及反向的切换。

说明书

本申请是于2009年12月31日提交的、申请号为200910265997.2、发明名称为“电流模式的降压-升压式DC-DC控制器”的中国发明专利申请的分案申请。

技术领域

本公开主要涉及DC-DC控制器，尤其涉及一种即便在产生接近输入电压的预期输出电压时也具有很高效率的电流模式的DC-DC控制器。

背景技术

出于各种目的，使用将直流(DC)供电电压转换成不同电压的处理，这种处理的示例包括为电池充电，或者为计算机、移动电话或其他电子设备内部的选定元件供电。依照应用的具体需要，通用的DC-DC控制器应该作为“降压”(递减)控制器或“升压”(递增)控制器运作，并且最好应该在不间断的情况下跨越输入-输出转换的整个范围运作。但是，在将供电电压变为接近于电源的电压时，转换效率(转换后保持的功率——即输入功率减去转换损失)有可能会低到无法接受。

由此，本领域需要一种即便在产生接近输入电压的预期输出电压时也具有很高效率的改进型DC-DC控制器。

发明内容

即使在输入与输出电压非常接近时，电流模式的DC-DC控制器也能高效工作。有选择地将输入、地以及输出连接到电感器终端的开关在升压/降压区域中受到控制，以便交替地作为降压转换器工 作以及作为升压转换器工作。由此，重复改变状态的开关数量将会减少，从而降低开关损耗并提高转换效率。在工作过程中流经电感器的电流将被感测，并且与一个误差值进行比较，从而控制从降压模式操作到升压模式操作的切换以及反向的切换。

在着手进行以下的具体实施方式的描述之前，对本专利文献中使用的某些词汇的定义加以阐述将会是非常有利的：术语“包括”和“包含”及其衍生物指的是非限制性的包括；术语“或”是包含性的，它指的是和/或；短语“与……相关联”和“与之关联”及其衍生物指的是包括、被包括在内部、互连、包含、被包含在内部、连接到……或与……相连，耦合到……或与……耦合，与……通信，与……协作，交错，并列，邻近于……，绑定到……或与……绑定，具有，具有……的属性，……；而术语“控制器”则是指任何一个控制了至少一项操作的设备、系统或是其一部分，其中此类设备既可以用硬件、固件或软件实现，也可以用上述各项中的至少两项的组合实现。应该指出的是，与任何特定控制器关联的功能都可以是集中式或分布式的，无论是在本地还是远端。在本专利文献中提供了某些词汇的定义，本领域普通技术人员应该理解，即便不是大多数实例，但在很多实例中，此类定义是适用于以这种方式定义的词汇的过去和未来的用法的。

附图说明

为了更完整地理解本公开及其优点，现在将结合附图来参考以下描述，其中相同的参考数字代表相同的部分：

图1A是根据本公开一个实施例的高效的电流模式DC-DC控制器的简化电路图；

图1B示出的是图1A中的电流模式的DC-DC控制器的工作范围；

图2A是图1A中的电流模式的DC-DC控制器的更详细电路图；

图2B示出的是图1A的电流模式的DC-DC控制器在图1B的降压/升压区域的操作过程中的选定信号；

图3示出的是依照本公开一个实施例的高效的电流模式DC-DC控制器的应用；以及

图4A～4C是示出了图3所述的控制器应用的操作的模拟结果的曲线图。

具体实施方式

如下所述的图1A-4C和用于在本专利文献中描述本公开原理的各种实施例仅仅是作为例证的，并且不应该将其解释成是对本公开的范围进行限制。本领域技术人员将会理解，本公开的原理可以在任何经过适当布置的系统中实施。

图1A是根据本公开一个实施例的高效的电流模式DC-DC控制器的简化电路图。控制器100包括串联在输入电压V_IN与地(ground)之间的开关A和C，以及串联在输出电压V_OUT和地之间的开关B和D。电感器L0，其被显示成一个连接在集成电路封装输入/输出(I/O)连接SW1与SW2之间的外部电感器，从开关A和C之间的公共节点以及开关B和D之间的公共节点连接。(由于如下图3所示，电感器L0最好处于包含控制器100的集成电路封装以外，因此，电感器L0是以虚线形式显示的)。在图示的例示实施例内部，开关A和B可以实施为P沟道金属氧化物半导体(pMOS)场效应晶体管(FET)，开关C和D则可以实施为N沟道金属氧化物半导体(nMOS)FET。

图1B示出的是图1A中的电流模式DC-DC控制器的工作范围。当输入电压V_IN远高于预期输出电压V_OUT，也就是在处于最小差Δ_min,buck与最大差Δ_max,buck之间时，控制器100是在降压(递减)区域中工作的。在降压区域中，开关B可以保持接通(闭合)，开关D可以保持切断(断开)，并且开关A和C可以由PWM信号控制，以便实现所需要的电压转换。当输入电压V_IN远低于预期输出电>OUT，也就是在处于最小差Δ_min,boost和最大差Δ_max,boost之间时，控制器100是在升压(递增)区域中工作的。在升压区域中，开关A可以保持接通，开关C可以保持切断，开关B和D则由PWM信号控制。在所有这两种情况下，只有两个开关会重复改变状态，因此，开关损耗将会足够低，以便允许以高到可以接受的效率(大于90％)来执行转换。

然而，当输入电压V_IN接近预期输出电压V_OUT(图1B的“降压/升压区域”)时，在电压模式实施方式中，所有四个开关A、B、C和D通常都会由PWM信号控制，由此极大提高了开关损耗，并且导致产生了无法接受的转换效率。为了避免这种开关损耗，在输入电压V_IN接近预期输出电压V_OUT时，电流模式的DC-DC控制器100会交替作为降压控制器工作以及作为升压控制器工作。由此，在降压/升压区域内部，电流模式控制器100会交替使用受PWM信号控制的开关A和C工作以及使用受PWM信号控制的开关B和D工作。这样一来，只有两个开关会规则地改变状态(不包括降压与升压操作之间的转换过程)，并且转换效率将会高于电压模式实施方式的情况。

图2A是图1A中的电流模式的DC-DC控制器的更详细电路图。控制器100在与pMOS FET M0(对应于图1A中的开关A)的漏极相连的输入V_IN上接收输入电压。晶体管M0的源极与终端SW1相连。电流感测电阻器R_S和晶体管M1以与晶体管M0并联的方式串行连接，其中电阻器R_S的一个终端与输入V_IN相连，电阻器R_S的另一个终端与晶体管M1的漏极相连，晶体管M1的源极则与终端SW1相连。晶体管M0和M1的栅极连接在一起，并且一前一后都是由控制逻辑201控制的。

终端SW2与pMOS FET M2(对应于图1A的开关B)的漏极相连，并且晶体管M2的源极与输出V_OUT相连。nMOS>

运算放大器(op-amp)I_SEN具有与电阻器R_S的一个终端相连的倒相输入以及与电阻器R_S的另一个终端相连的非倒相输入，由此将会产生通常为锯齿波的输出电压V_SUM，其中该输出电压对应于由控制逻辑201施加在晶体管M0(和M1)以及M3的栅极上的脉冲(或在晶体管M0保持接通时，是施加在晶体管M2和M4的栅极上的脉冲)。op-amp>SEN的输出被提供给比较器COMP1和COMP2的倒相输入，而控制电压VC1和VC2则分别被提供给比较器COMP1和COMP2的非倒相输入。比较器COMP1和COMP2的输出分别是控制电压V_RST1和V_RST2，并且将被提供给控制逻辑201。此外，op-ampI_SEN的输出V_SUM还被施加于压控振荡器202，该压控振荡器的输出则被提供给控制逻辑201。

控制电压VC1和VC2是根据分别施加在误差放大器EA的非倒相输入和倒相输入上的基准电压V_REF以及反馈电压V_FB产生的。在被提供给非倒相输入之前，基准电压V_REF首先由电阻电容软启动电路203进行过滤，其中当控制器100从未供电状态加电时，该电路将会禁止过大的功率耗散。反馈电压V_FB是用输出V_OUT驱动外部电阻器产生的。误差放大器EA的输出是控制电压VC1，并且该输出将会经由DC电平位移器204传递，以便产生控制电压VC2。

不连续模式检测放大器DMD在非倒相输入上与晶体管M2的漏极相连，并且在倒相输入上与晶体管M2的源极相连。放大器DMD的输出则被提供给控制逻辑201。

相关领域的技术人员将会认识到，在附图中没有描绘并且在这里也没有描述这种高效电流模式的DC-DC控制器的完整结构和操 作。取而代之的是，为了简明起见，在这里只描绘和描述了那些本公开特有或是理解本公开所需要的结构和操作。举个例子，除了在图1A和1B以及附带描述中发现的内容之外，在这里并没有更详细地描述或描绘能使DC-DC控制器在一种模式中只作为降压转换器工作或者在另一种模式中只作为升压转换器工作的特定电路。尽管如此，相关领域的技术人员很容易实现这些工作模式。

图2B示出的是图1A的电流模式的DC-DC控制器在图1B的降压/升压区域的操作过程中的选定信号。依照电流感测op-amp>SEN输出的锯齿电压V_SUM，基于误差的反馈控制电压VC1会在交替的降压-升压操作中的降压阶段从最低电平上升到一个等于或超出电流感测输出V_SUM的最大值的电平。然后，控制器100切换到升压操作，其中基于误差的(和电平位移的)反馈控制电压VC2会在降压-升压操作中的升压阶段从最低电平上升到等于或超出电流感测输出V_SUM的最大值的电平。然后，控制器100转换回到降压操作，并且该循环重复进行。对于V_SUM与VC1的比较结果V_RST1来说，其脉冲宽度会在VC1增大时随着V_SUM的连续循环而增大，对于V_SUM和VC2的比较结果V_RST2来说，其脉冲宽度会在VC2增大时随着V_SUM的连续循环而增大。虽然没有明确描述，但对本领域技术人员来说，很明显，控制逻辑201可以包括由来自振荡器202的信号V_SET、来自比较器COMP1的V_RST1以及来自比较器COMP2的V_RST2置位和复位的锁存器，其中该锁存器对操作的降压和升压阶段之间的切换进行控制。

图3示出的是依照本公开一个实施例的高效电流模式DC-DC控制器的应用。应用300包括在单个集成电路封装中实现的图1A和2A的控制器100，其中电感器L0连接在输入/输出连接SW1与SW2之间。用于接收输入电压V_IN的输入/输出连接VIN通过电容器CIN耦合到地，用于将输出电压V_OUT输出的输入/输出连接VOUT则通过电容器COUT耦合到地。此外，输入/输出连接VOUT还通过电阻器R1和R2形成的分压器耦合到地，其中用于接收反馈电压V_FB的>

图4A-4C是示出了关于图3所示的控制器应用操作的模拟结果的曲线图。为电感器L0选择的电感的大小是2.2微亨(μH)，并且为输出电容器COUT选择的电容的大小为10微法(μF)。在每一组曲线内部：上部轨迹501描述的是输入信号V_IN；第二轨迹502示出的是通过终端SW1与SW2之间的电感器L0的电流I；第三轨迹503示出的是输出电压V_OUT；第四和第五轨迹504和505分别示出的是终端SW1和SW2上的电压。

图4A示出的是用于2.4伏(V)的输入电压V_IN以及3.3V的输出电压V_OUT的模拟结果，由此它对应的是图1B中的升压区域的操作。所实现的转换效率则是94.1％。图4B示出的是3.6V的输入电压V_IN和3.3V的输出电压V_OUT的模拟结果，它对应的是图1B的降压/升压区域的操作，并且其转换效率是93.1％。图4C示出的是4.2V的输入电压V_IN和3.3V的输出电压V_OUT的模拟结果，它对应的是图1B的降压区域中的操作，并且其转换效率是95％。

无论预期输出电压如何接近于输入电压，上述电流模式的DC-DC控制器都实现了很高的转换效率。此外，该设计还免除了对于外部补偿的需要，并且只需要少量外部元件，由此减少了所需要的印刷电路板(PCB)面积。

虽然以上描述是结合特定的例示实施例给出的，但对本领域技术人员来说，针对本公开的各种变更和修改都是显而易见的，和/或本公开也暗示了各种变化和修改。而本公开则旨在包含所有这些落入附加权利要求范围以内的变化和修改。