一种偏移正交多载波基带系统

摘要

本发明涉及一种偏移正交多载波基带系统，包括子载波调制器、多载波综合滤波器组、同步器、多载波分析滤波器组和子载波解调器；所述子载波调制器用于完成子载波调制；所述多载波综合滤波器组用于对调制后的子载波实现时频聚焦滤波成形；所述同步器用于估计出帧同步和位同步；所述多载波分析滤波器组用于实现所述多载波综合滤波器组的逆过程；所述子载波解调器用于完成子载波解调。本发明能够简化信道估计、均衡器和限幅器，使得实现复杂度大幅降低。

说明书

技术领域

本发明涉及一种多载波基带系统，特别是涉及一种偏移正交多载波基带系统。

背景技术

OFDM正交多载波调制技术是目前应用最广泛的宽带无线调制技术，在城市复杂环境 的应用中具有极大的优势。首先，将宽带信道划分为多个并行窄带子信道，增强了系统抵 抗干扰能力；其次，通过添加循环前缀，可以更方便地消除多径干扰，降低信道均衡的复 杂度；第三，OFDM的正交性保证子载波之间可以相互重叠，能有效提高频谱利用率；第 四，窄带干扰只会影响个别子载波，通过信道编译码技术可以提高系统抗窄带干扰的能力； 最后，OFDM在多址接入、功率分配等方面具有很强的灵活性。但其也存在一些缺陷，首 先，循环前缀的加入降低了系统的功率效率；其次，基于IFFT运算的OFDM调制滤波器 为矩形函数形式，导致系统对载波偏移十分敏感；第三，OFDM信号的峰均比很高，对功 放的线性度有苛刻的要求；最后，OFDM信号具有较高的带外辐射。

相关研究发现偏移正交多载波基带系统，也叫OFDM-OQAM系统，也许是一种更优 的选择。OFDM-OQAM是一种广义的正交多载波基带系统，其方法是在每个子载波上均 采用交错偏移QAM调制，即将一个复数信号拆成实部和虚部两个时间上相差半个周期的 实数信号，数据速率不变，并将正交条件放宽至实域正交，且引入一个时频聚焦特性优良 的脉冲成形滤波器，使得信号对于收发两端的频率偏移不敏感。偏移正交多载波基带系统 在保留OFDM诸多优点的前提下，弥补了上述的一些缺陷，比如通过不使用循环前缀来提 升信道容量，通过引入TFL滤波器来降低OFDM的频偏敏感度，减少带外杂散等。当然， OFDM-OQAM也存在一些固有的缺点，比如因为存在虚部干扰，导致从导频设计到信道 估计、均衡的实现复杂度都大幅提高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种偏移正交多载波基带系统，能够简化信道估 计、均衡器和限幅器，使得实现复杂度大幅降低。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种偏移正交多载波基带系统，包 括子载波调制器、多载波综合滤波器组、同步器、多载波分析滤波器组和子载波解调器； 所述子载波调制器用于完成子载波调制；所述多载波综合滤波器组用于对调制后的子载波 实现时频聚焦滤波成形；所述同步器用于估计出帧同步和位同步；所述多载波分析滤波器 组用于实现所述所述多载波综合滤波器组的逆过程；所述子载波解调器用于完成子载波解 调。

所述子载波调制器包括依次相连的串并变换模块、OQAM映射模块和插入导频模块； 所述串并变换模块与信源或信道编码器的输出相连，根据输入数据的序号进行顺序合并， 以数据为一组，变换后的时钟速率是变换前的其中，N为QAM星座点数； 所述OQAM映射模块根据QAM的星座图，将一组的数据映射到N点星座图上， 并给出对应的复数表示形式，同时将该复数拆分成实部和虚部两个实数，先传输M个实部 数据，再传输M个虚部数据；所述插入导频模块以块状方式插入三个连续的导频符号；第 一个导频符号和第三个导频符号为零值符号，第二个导频符号以1,-j,-1,j为重复结构的已 知复数符号，同时完成子载波映射。

所述多载波综合滤波器组包括相位旋转模块、IFFT变换模块、限幅器模块和成形滤波 模块；所述相位旋转模块为一个复数乘法器，其用于将输入数据乘以相位因子；所述IFFT 变换模块包括IFFT控制器和FFT核；所述的FFT核采用基于Radix-2²的结构，并由IFFT 控制器产生设置参数，把子载波调制器输出数据经过N/2级基于Radix-2²的蝶形运算完成 2^N点的快速傅里叶变换；所述限幅器模块用于抑制多载波调制信号较高的峰值；所述成形 滤波模块连接限幅器的输出，其起始相位分为M组，分别对应IFFT变换模块的M路输出， 每路仅需要K个乘加器，每次滤波将会覆盖K/2个符号，滤波结果通过延迟器按时钟周期 顺序输出。

所述限幅器包括两个cordic变换器，一个比较器和一个低通滤波器；其中，第一个cordic 变换器实现直角坐标到极坐标表示形式的变换，输出时域信号的幅度和相位信息，第一个 cordic变换器输出的幅度值和预设的幅度门限值通过所述比较器进行比较，如果超出门限 则进行硬限幅；所述低通滤波器用来滤除硬限幅引入的高频分量，并保证信号的完整性； 所述低通滤波器的输出和已知的相位信息作为第二个cordic变换器的输入，第二个cordic 变换器实现极坐标到直角坐标表示形式的变换，得到正交和同相两路数据。

所述同步器基于前导序列，通过128bit短码和1024bit的导频联合估计出帧同步和位 同步，估计方法为滑动相关和自适应门限判决。

所述多载波分析滤波器包括匹配滤波模块、FFT变换模块和相位旋转模块；所述匹配 滤波模块在进行多相滤波的同时完成信号下采样；所述FFT变换模块与匹配滤波模块相连， 包括FFT控制器和FFT核；其中，FFT核的参数与所述IFFT变换模块的一致，所述FFT 控制器产生FFT变换的控制参数；所述相位旋转模块为发射端多载波综合滤波器组的相位 旋转模块的逆过程。

所述子载波解调器包括依次相连的信道估计模块、均衡器模块、取实部模块、OQAM 解映射模块和并串变换模块；所述信道估计模块采用单次解干扰法得到信道估计结果；所 述均衡器模块用于消除相位偏差；所述取实部模块用于取实部操作；所述OQAM解映射 模块根据子载波映射关系去除空子载波，将连续两个OQAM的实部符号和虚部符号还原 成一个QAM复数符号，再根据QAM的星座图，通过硬判决恢复出其对应的原始 数据；所述并串变换模块以数据为一组顺序输出，变换后的时钟速率是变换前的 倍，并串变换模块模块的输出与信源或信道解码器的输入相连。

有益效果

由于采用了上述的技术方案，本发明与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果： 本发明在算法仿真的基础上，结合FPGA的逻辑资源结构，提出一种工程上易于实现的偏 移正交多载波基带系统基带方案。该方案优选一种资源节约和性能优良的时频聚焦滤波器 和信道估计方法，同时简化均衡器和限幅器的实现方法，以适应FPGA有限的硬件资源。

附图说明

图1是本发明的系统方框图；

图2是基于Radix-2²蝶形运算结构示意图；

图3是限幅器结构示意图；

图4是成形滤波器PPN结构示意图；

图5是信道估计模块结构示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而 不用于限制本发明的范围。此外应理解，在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人 员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定 的范围。

如图1所示，本发明至少包括子载波调制器、多载波综合滤波器组、同步器、多载波 分析滤波器组、子载波解调器等五部分。其中子载波调制器包括串并变换、OQAM映射、 插入导频等模块，多载波综合滤波器组包括相位旋转、IFFT变换、限幅器、成形滤波等模 块，多载波分析滤波器组包括匹配滤波、FFT变换、相位旋转等模块，子载波解调器包括 信道估计、均衡器、取实部、OQAM解映射、并串变换等模块。

所述的子载波调制器包含一个串并变换模块，一个OQAM映射模块和一个插入导频 模块。

所述的串并变换模块与信源或信道编码器的输出相连，根据输入数据的序号顺序合 并，以数据为一组，变换后的时钟速率是变换前的(N为QAM的星座点数)。

所述的OQAM映射模块，根据QAM的星座图，将一组的数据映射到N点星 座图上，并给出对应的复数表示形式，同时将该复数拆分成实部和虚部两个实数，先传输 M个实部数据，再传输M个虚部数据(M为子载波数)。

所述的插入导频模块，因为存在虚部干扰，需要以块状方式插入三个连续的导频符号。 第一和第三个导频符号为零值符号，第二个导频符号以1,-j,-1,j为重复结构的已知复数符 号，这样做的目的是尽量抑制干扰噪声的影响，简化算法设计。所述的插入导频模块需要 同时完成子载波映射，子载波映射包含两个RAM存储器，I路数据存入实部存储器，Q路 数据存入虚部存储器，两个存储器的写地址由一个控制逻辑产生，根据偏移正交多载波基 带系统的子载波映射关系决定下一个写入地址，未写入位置为虚子载波。两个存储器的读 地址顺序产生，每次读出全部I路和Q路数据，并触发一个使能信号。

所述的多载波综合滤波器组包含一个相位旋转模块，一个IFFT变换模块，一个限幅 器模块和一个成形滤波模块。

所述的相位旋转模块包含一个复数乘法器，计算流程为输入数据乘以相位因子 其中n表示多载波实值符号的序号，m表示多载波实值符号中的子载波序号。

所述的IFFT变换模块包含一个IFFT控制器和一个FFT核。所述的FFT核采用基于 Radix-2²的结构，既有Radix-2的蝶形结构，又具有和Radix-4同样计算要求的结构。 采用三维线性下标映射：

$X(k_1+2k_2+4k_3)=\underset{n_3=0}{\overset{N/4-1}{\Sigma }}\left[H(k_1,k_2,n_3)W_N^{(k_1+2k_2)n_3}\right]W_N^{n_3{k}_3}$

$H(k_1,k_2,n_3)=[x\left(n_3\right)+{(-1)}^{k_1}x(n_3+\frac{N}{2})]+{(-j)}^{(k_1+2k_2)}[x(n_3+\frac{N}{4})+{(-1)}^{k_1}x(n_3+\frac{3N}{4})]$

如图2所示，所述的FFT核由IFFT控制器产生设置参数，首先把子载波调制器输出 的I、Q两路送到第一级蝶形运算前的存储器中，经过第一级蝶形运算后，再送入第二级 蝶形运算前的存储器，以此类推，经过N/2级基于Radix-2²的蝶形运算完成2^N点的快速 傅里叶变换，最后经过逆序运算器整理输出的I、Q两路数据顺序。

所述的限幅器模块主要用来抑制多载波调制信号较高的峰值，降低峰均比，简化功率 放大电路的设计复杂度。如图3所示，限幅器包含两个cordic变换器，一个比较器和一个 低通滤波器。第一个cordic变换器实现直角坐标到极坐标表示形式的变换，输出时域信号 的幅度和相位信息。第一个cordic输出的幅度值和预设的幅度门限值进行比较，如果超出 门限则进行硬限幅。低通滤波器用来滤除硬限幅引入的高频分量，并保证信号的完整性。 低通滤波器的输出和已知的相位信息作为第二个cordic变换器的输入，第二个cordic变换 器实现极坐标到直角坐标表示形式的变换，得到正交和同相两路数据。

所述的成形滤波模块连接限幅器的输出，M组并行数据经过PPN网络(M为子载波 数)，PPN网络所用的乘加器数量是一般结构的1/M。滤波器的长度为KM，起始相位分为 M组，分别对应IFFT的M路输出，每路仅需要K个乘加器，每次滤波将会覆盖K/2个符 号，滤波结果通过延迟器按时钟周期顺序输出，不需要M路求和累加。图4中p(k)表示 原型滤波器函数。

所述的同步器的设计方法是基于前导序列，通过128bit短码和1024bit的导频联合估 计出帧同步和位同步，估计方法为滑动相关和自适应门限判决。

所述的多载波分析滤波器包含一个匹配滤波模块、一个FFT变换模块和一个相位旋转 模块。

所述的匹配滤波模块即p(k)的匹配滤波器，在进行多相滤波的同时完成信号下采样， 滤波器长度仍为KM。

所述的FFT变换模块与匹配滤波模块相连，包含一个FFT控制器和一个FFT核。FFT 核的参数和上文一致，若系统收发为半双工工作模式，可以实现FFT核在收发端的复用， 以便节省资源。所述FFT控制器产生FFT变换的控制参数。

所述的相位旋转模块为发射端相位旋转模块的逆过程，仍然包含一个复数乘法器，计 算流程为输入数据乘以相位因子

所述的子载波解调器包含一个信道估计模块、一个均衡器模块、一个取实部模块、一 个OQAM解映射模块和一个并串变换模块。

所述的信道估计模块的输入和相位旋转模块的输出相连，为了便于实现，采用单次解 干扰法。和常规OFDM信道估计不同的是，接收到的导频符号是包含虚部干扰的伪导频， 和本地导频符号相除不能反映实际估计值，需要进行解干扰操作。在实现中，如图5所示， 首先离线计算原型滤波器组的模糊函数，对中心格点的叠加干扰矩阵进行求逆运算，并将 复数结果分别保存在I、Q两个深度为3M的ROM表中(M为子载波个数)，然后提取偏 移正交多载波的导频符号，将其存在深度为3M的两个RAM存储器中，地址产生器按顺 序读取RAM和ROM中存储的数据，进行复数对应相乘，并将计算结果重新写入RAM中， 即完成单次的解干扰。本地导频数据存在两个深度为M的ROM中(两边导频符号为零值)， 取RAM中保存的解干扰后的M个中间导频值，通过复数除法可以得到信道估计结果。

所述均衡模块包含一个复数除法器和ROM存储器，解调后的数据子载波除以信道估 计参数，可以消除数据子载波在传输过程中造成的幅度和相位失真，但因为数据子载波在 传输中间同样产生虚部干扰，所以和上述信道估计模块一样，将均衡结果和离线矩阵求逆 的ROM表输出数据对应相乘，完成数据符号的解干扰，并将解干扰的结果作为均衡模块 的输出。上述的同步器产生带有循环移位的时域多载波符号，经过FFT变换产生带有相位 偏差的频域符号，最后经过均衡模块可以消除上述的相位偏差。

所述的取实部模块即对应一个取实部操作，因为发送端输入数据为实数，子载波在实 数域正交，故将I路数据作为输出结果，将Q路数据设为零值。

所述的OQAM解映射模块，首先根据子载波映射关系去除空子载波，然后将连续两 个OQAM的实部符号和虚部符号还原成一个QAM复数符号，再根据QAM的星座图，通 过硬判决恢复出其对应的原始数据。

所述的并串变换模块，以数据为一组顺序输出，变换后的时钟速率是变换前的 倍，该模块的输出与信源或信道解码器的输入相连。