用于提高通信速度、频谱效率并实现其他益处的公共波形和边带抑制通信系统和方法

摘要

提供了可用于无线和有线通信链路的公共波形和边带抑制通信系统和方法。所提供的系统和方法可以实现较快数据率、对噪声的较强抗扰度、增大的带宽/频谱效率和/或其他益处。应用包括但不限于：蜂窝电话、智能电话(例如，iPhone、黑莓手机等)、无线互联网、无线局域网(例如，WiFi型应用)、广域网(例如，WiMAX型应用)、个人数字助理、计算机、互联网服务提供商和通信卫星。

说明书

本申请是申请日为2008年12月19日、申请号为200880127141.2、发明名称为“用于提高通信速度、频谱效率并实现其他益处的公共波形和边带抑制通信系统和方法”的发明专利申请的分案申请。

优先权声明/相关申请

本申请要求根据美国专利法典第35章第119(e)款和第120款享有于2007年12月19日提交的题为“用于提高通信速度和/或实现其他益处的公共波形通信系统和方法”的美国临时专利申请No.61/015,043，其全部内容以引用方式并入本文。

技术领域

提供了一种有线或无线通信系统和方法。

背景技术

各种有线和无线通信系统是公知的。例如，如图1和图2所示，已知两种不同的传统通信系统。如图1所示，传统有线通信系统的一个示例具有发射机和接收机，其中在第一有线通信链路上传送数据信号而在第二有线通信链路上传送第二数据信号(作为数据信号反向形式)。在图1所示的系统中，两个有线通信链路彼此靠近。接收机可以接收这两个数据信号并且得到数据信号之间的差从而从数据信号提取数据。这种传统的通信系统被称为差分信号系统，由于仅需要两个信号之间的差，所以允许使用较低电压，由于任何噪声会影响通信链路而在确定两个数据信号之间的差时会滤除噪声，所以允许较高数据传输速度并且提高了噪声抗扰度。图1所示的系统例如可以用在印刷电路板上，其中每个有线通信链路是印刷电路板上的迹线。

图1中的系统如何工作在铜线上的示例在于，两个相邻导线每一个均具有与另一个反相的信号。例如，如果以1v电平传送“数字1”，则线路A将处于1v而线路B将处于0v(即，取反)，而传送“数字0”时，线路A处于0v，线路B处于1v。当导线从发射机延伸到接收机时，两条导线可能都会引入噪声，噪声除了引起会看起来像是数据的尖峰之外，这会造成线路中电压电平的升高或降低。如果两条导线物理上彼此非常靠近，则在两条导线中的噪声将是相同的。在接收机端，两条线路将连接到差分放大器电路。该差分放大器电路将减掉噪声。

图2示出了可以是无线通信系统的另一传统通信系统的示例。在该通信系统中，发射机可以产生并且在通信链路上传送多个数据信号并且随后接收机独立地从每个数据信号中提取数据，而在数据信号之间不存在有助于从数据信号中提取数据的关系。图2所示的系统可以用于典型移动电话系统，如时分复用或码分复用通信系统。

图3示出了使用导频信号的无线通信系统，其中导频信号经过载波和数据信号的调制从而产生单个输出信号，随后通过通信链路被发送到接收机。接收机随后使用导频信号(嵌入在输出信号中)来对数据信号进行解码。在利用导频信号的这种传统系统中，通过通信链路只发送单个信号。

发明内容

这些传统通信系统中没有一个使用数据信号和基准信号(通过相同通信链路但在不同信道上传送)，因此期望提供一种公共波形系统和方法并且该系统和方法也指向此目的。

此外，期望提供用于使得有效带宽最小化并且把边带中和的系统和方法，所述系统和方法实现数据传输速度和频谱效率实质增大，而且，该系统和方法也指向此目的。

附图说明

图1和图2示出了传统的通信系统；

图3示出了传统的导频信号通信系统；

图4示出了具有发射机和接收机的公共波形通信系统的实现；

图5示出了图4所示的公共波形通信系统的示例的更多细节；

图6示出了图4所示的公共波形通信系统的实现方式示例；

图7示出了公共波形通信系统接收机中的解调器电路的期望信号对比输入信号的示例；

图8示出了用于公共波形通信的方法示例；

图9示出了用于复位公共波形通信系统的数据信号的方法示例；

图10和图11示出了用于使得通信系统的有效带宽最小化的方法示例；

图12示出了用于具有交替相位的信号的滤波器示例；

图13和图14示出了用于使通信系统的边带中和的方法示例；

图15示出了用于产生幅度为1.414V并且相位为0°的1GHz载波的电路示例；

图16示出了用于1GHz未调制载波的时域示例；

图17示出了1GHz未调制信号持续1000ns的FFT示例；

图18示出了1GHz未调制信号持续1000ns的具有250kHz-20dB掩码的采样的FFT示例；

图19示出了具有V2产生的数据信号并且经过90°调相的电路示例；

图20示出了数据信号前124ns的示例。数据位周期为8ns。

图21示出了调制信号的示例，数据位1的相位为90°，数据位0的相位为0°，示出了34ns。

图22示出了125Mbps、90°相移的调制信号的FFT示例；

图23示出了边带抑制电路中第一步骤的实现方式示例；

图24示出了具有从相位0开始的数据位1和以相位180开始的数据位0的调制信号示例；

图25示出了去除1GHz波瓣的FFT示例。边带变差。

图26示出了以相位示出的867MHz和884MHz波瓣。

图27示出了添加边带抑制信号以减小867MHz波瓣的实现方式示例；

图28示出了使867MHz波瓣最小化而保留残余波瓣的示例；

图29示出了868MHz残余波瓣已被抑制的实现方式示例；

图30示出了所有1GHz以下的边带都被抑制的信号的实现方式示例；

图31示出了利用表1中所示出的边带抑制信号抑制掉1GHz以下的边带的FFT的实现方式示例；以及

图32示出了用于相位滤波的电路示例。

具体实施方式

所述系统和方法特别适于采用了下述的基于分立硬件电路的发射机和接收机的具有单个通信链路的无线通信系统，并且在此背景下对所述系统和方法进行说明。然而，应当理解的是，所述系统和方法具有较大实用性，这是因为所述系统和方法可以用于有线(例如，光纤、导线、印刷电路板(PCB)迹线等)或无线通信系统(例如，蜂窝电话系统、移动装置无线系统等)，可以仅仅实现为发射机或接收机，和/或可以以软件(软发射机和/或接收机)、硬件(如下所示的或其他的实现方式)或者软件和硬件的结合(例如具有固件的数字信号处理器或其他实现方式)。

在该公开文本的上下文中，“移动装置”可以包括任何移动无线通信装置，包括但不限于：蜂窝电话、个人通信服务PCS、智能电话(例如，iPhone、黑莓手机等)、用于计算机的无线互联网卡或电路、无线局域网和广域网(例如，WiFi、WiMax等)卡或电路、卫星电话、GPS跟踪装置等。使用公共波形系统和方法的装置是移动装置，与该装置发射或接收的数据类型无关。例如，发射或接收的数据可以包括任意类型的信息，包括但不限于语音、数据文件、视频、广播、音乐、遥感数据、无线电等。

图4示出了具有发射机401和接收机402的公共波形通信系统400的实现方式。通信系统400还可以包括可以作为媒介的通信链路403，通过该媒介可以在发射机和接收机之间发射信号。该媒介可以包括大气、外层空间、水、导线、同轴电缆、光纤、印刷电路板迹线、集成电路迹线、钻井泥浆、交流配电线路等。在该通信系统中，在通信链路405中可以存在多条信道406。通信系统可以包括至少一个包含数据信号的数据信道404，至少一个包含基准信号的基准信道405以及一个或多个可以包含数据信号或基准信号的其他信道407。用于至少一个数据信道的通信链路与用于至少一个基准信道的通信链路可以是相同或者不同的通信链路。

在公共波形系统中，数据信号可以被称为数据波形，其具有使用例如像频率调制、幅度调制、相位调制、或它们的组合等各种调制技术被调制到载波上的信息信号。基准信号可以被称为公共波形，可以是作为数据波形的基准波形的已知的频率信号(可以是固定的或者可以按照已知的方式进行调节)。在一个实施例中，数据波形和公共波形可以是不同的频率，但这些不同的频率彼此接近。在一个实施例中，诸如采用跳频的码分多址(CDMA)移动电话系统，尽管数据波形和公共波形在任一时刻处于不同频率，不过，数据波形可以由于调频而在其他某一时刻与公共波形的频率相同。在另一实施例中，可以以特定频率发射预定周期数的公共波形信号，然后可以以相同频率或不同频率发射预定周期数(不同于发射公共波形信号的预定周期数)的数据波形信号。在另一实施例中，数据波形信号和公共波形信号可以处于相同频率，其中发射公共波形信号序列并且随后发射数据波形信号序列(或发射数据波形信号序列并且随后发射公共波形信号序列)，其中可以使用公共波形信号来对接收机进行校准并且为数据波形信号提供某些噪声滤波。

在公共波形系统的一个实施例中，一个或多个数据信号404以及一个或多个基准信号405在通信链路403上同时传送并且由接收机402接收。在其他实施例中，没有在通信链路上同时传送一个或多个数据信号以及一个或多个基准信号。当接收机402接收到一个或多个数据信号以及一个或多个基准信号时，把每个数据信号与相应的基准信号进行比较，以从数据信号中提取信息信号。公共波形系统提供了更大的抗扰度，这是因为数据信号和相应的基准信号两者以相似的方式受到通信链路403中的噪声的影响，从而接收机中数据信号与基准信号的比较结果滤除了一部分噪声，减小了数据信号中的噪声电平，从而根据香农定律所公知的那样，这产生了更好的信噪比，并由此得到更高的可能的传输率。

图5示出了图4所示的公共波形通信系统400的示例的更多细节，其中为了说明目的，示出了在无线通信链路上传送单个数据信号信道和单个基准信号信道。如上所述，在发射机401和接收机402之间的通信链路403上传送数据信号404和基准信号405。发射机401可以具有调制器503，其把信息信号502调制到载波501(具有特定频率)从而生成数据信号。在一个实施例中，可以使用相位调制器电路。生成公共波形信号405，但是在发射之前不对其进行调制(在图5所示的示例中)。随后在通信链路403上经由一个或多个天线505把数据信号和公共波形信号发射到接收机402。

接收机402可以使用一个或多个天线506从通信链路接收信号，其中天线506所接收到的信号被输入到第一滤波器507和第二滤波器508，其中第一滤波器被调谐到数据信号的载波频率，而第二滤波器被调谐到基准信号的频率。由此，第一滤波器允许数据信号输出到(并且滤除掉其他信号)信号比较装置509的第一输入端，而第二滤波器允许基准信号输出到(并且滤除掉其他信号)信号比较装置509的第二输入端。在一个实施例中，信号比较装置可以是对第一输入端和第二输入端的信号进行比较的差分放大器。从而，信号比较装置509输出表示数据信号与基准信号之差的信号，从而消除了在通信链路403中引入的噪声。把信号比较装置的输出馈送到解调器510(诸如图5示例中的相位解调器)，该解调器还接收载波的副本(在接收机本地产生或者从发射信号中所提取的)，以产生对应于输入到发射机401的信息信号502的信息信号511。在使用差分放大器的一个实施例中，随后分析差分放大器的输出来识别(解调的)数据。尽管该信号会与待解调的通常无线信号明显不同，但是可以使用标准电路或数字信号处理器(DSP)采用公知技术来对其进行分析。

图6示出了图4所示的公共波形通信系统的实现方式示例。在该实现方式中，发射机401还可以包括：载波发生器601，诸如像压控振荡器，生成诸如910.546MHz的载波；以及基准波形发生器602，诸如像压控振荡器，生成诸如925.000MHz的基准波形的基准信号。在该实现方式中，调制器503可以是移相电路，其根据信息信号502使得载波移相。在该实现方式中，数据信号和基准波形都被输入到信号放大器603，诸如射频放大器，在一个或多个天线505发射这两个信号之前，信号放大器增强它们的强度。

在该实现方式中的接收机402还可以包括诸如低噪声放大器之类的放大器604，其增强所接收信号(数据信号和基准信号两者)的信号强度，这些信号随后被馈送到滤波器507、508。在该实现方式中，解调器510可以是用于对(从信号比较装置509输出的)输入信息信号和表示“1”或“0”的期望信号进行比较并且输出复原的信息信号的电路(例如阈值电路)。图7示出了针对一个实施例的表示“1”和“0”的期望信号，其中“1”开始于与数据波形相位差正90度，而“0”开始于与数据波形相位差负90度。

图8示出了可以由上面的图4-图6中所示的发射机和接收机实现的公共波形通信方法800的示例。在发射机处，发射机选择数据信号与基准信号之间的关系(801)，可以以某种方式将这种关系传送到接收机(例如，这种关系可以预先配置或者在每次通信会话期间设置)。这种关系可以是特定时间点上的幅度、频率、相位和/或极性的特定差异。在一个实施例中，该系统可以具有(在发射机和接收机两者都设置的)默认设置，并且随后根据在彼此之间进行通信的需要来调节这种关系。默认关系的示例可以是典型的幅度、频率和/或相位调制并且可以在通信期间改变这种关系来提供跳频和/或调节信号强度。一旦确定这种关系，发射机就可以根据信息信号(803)创建基准信号和数据信号(802)。一旦在发射机中生成信号，则在一个或多个通信链路(403)上通过数据信号信道传送数据信号(804)以及通过基准信号信道传送基准信号(805)。接收机随后接收发射机信号(806)，并且随后使用关系信息从数据信道中的数据信号中提取该信息信号(807)，从而输出信息信号(808)。

图9示出了用于对公共波形通信系统的数据信号进行复位的方法示例。当同时发射基准信号和数据信号时，两个信号变得重叠一起，这可能会引起大多数时间(大约50％的时间)上的明显有害干扰，这种情况对于许多无线系统来说很普遍。为了克服重叠问题，在使用相位调制的公共波形通信系统的一个实施例中，发射机可以周期性地对数据信号进行复位，以把它恢复到具有如图9所示的数据信号的状态。在一个实施例中，可以每4个信号周期(诸如图9所示)对数据波形进行复位。除了相位调制实施例之外，对数据信号进行复位还可以用于幅度调制实施例、频率调制实施例和其他调制实施例。除了同时发射数据信号和基准信号的公共波形通信系统之外，对数据信号进行复位还可以用于不同时发射数据信号和基准信号的系统。

控制有效辐射功率

如上所述，公共波形系统可以以固定频率发射公共波形信号，该信号基本上是未调制的，具有数据信号的数据信道处于不同频率，数据信道信号的幅度具有与公共波形信号已知的关系。在一个实施例中，公共波形信号幅度可以明显高于数据信号，诸如0-20dB。随后，在接收机处，极窄带通滤波器(BPT)检测公共波形信号。

在接收机处，明显较高幅度的公共波形信号建立强基准信号，用于估计数据信号的频率、相位、幅度和/或时间。强基准信号可以由硬件、软件、数字信号处理器(DSP)等使用来区分数据信号和噪声并且解码/复原数据信号。

作为示例，可以以100瓦的有效辐射功率(ERP)发射公共波形信号，可以存在八个数据信道，每一个都以50W的ERP发射到8个不同接收机。对于公共波形信号来说，接收机可以具有带宽为100kHz的带通滤波器，从而接收机将会接收在10微秒周期被采样的强信号。公知的是，100W的信号比50W的信号能更好地穿过墙壁和天气并且处理好噪声、多路径和传播速度的问题。因此，八个接收机中的每一个都会接收强公共波形信号，这些强公共波形信号将会被用作评估特定接收机所感兴趣的特定信号的基准。

在通信系统的大多数实际实现方式中，对每个发射机所允许发射的功率量有限制。例如，在美国通常仅允许移动电话发射塔发射500瓦的ERP，以致于无法设计出具有八个100瓦的数据信号的通信系统的实现方式，这是因为发射机会超过最大允许功率。然而，具有大功率公共波形信号和多个较小功率的数据波形信号的实现方式允许通信系统满足最大功率电平传输，同时，由于公共波形信号的功率较强，能够更准确地解码/复原数据信号。以上较高功率的公共波形信号可以被广播到每个都可以利用公共波形信号的大量接收机，以致于公共波形信号与数据波形信号的数量比可以是1比8(以上示例)，1比100，1比1000或者1比1,000,000。事实上，对可以使用单个公共波形信号的数据信道的数量没有限制。更多使用相同的公共波形信号的数据信道的优势在于，公共波形信号占用了许可的ERP总量的很小一部分。在一个实施例中，使用相同蜂窝塔的多个移动电话服务提供商可以使用相同的公共波形信号，从而允许它们都提高每个数据信道的ERP。

最小化有效带宽

图10和图11示出了用于使通信系统的有效带宽最小化的方法示例。图10-图11所示的方法可以用于传统通信系统以及公共波形通信系统。

在示例性通信系统中，如果载频为1GHz，并且数字数据经由AM、FM或PM在10MHz调制，则将要发射的频带处于990MHz到1.010GHz，如果需要将该频带用作发射信道就会引起995MHz的干扰问题。所得到的带宽增大成为限制能在给定频带上发射的总数据量的诸多因素之一。为了克服995MHz处的这一干扰并且使得载波带宽最小化，通信系统可以使用如图10所示的在预定时间进行180度相移的载波。为了简洁起见，未示出调制到载波上的信息信号。如图11所示，该相移使得载频和附近信道(例如995MHz)上的平均功率为0。这允许995MHz用作使用公共波形系统或传统技术的通信信道并且不受1GHz信道的影响。

在一个实施例中，如果每10个周期对发射信号进行移相，则接收机必须也进行“移相”从而能够处理输入信号。如果邻近信道也使用这种移相方法，则每个信道移相的定时可以与其他信道保持偏移。这将使得许多信道填充到相同频带而不会发生信道间干扰。

在用于发射机或接收机的传统滤波器中，如图10所示地改变信号相位可以有效防止电路发生谐振并且因此该电路将输出弱信号。图12示出了交替相位信号滤波器1200的实施例，其针对具有交替相位的信号有效地达到谐振。开关1201根据开关控制输入轮换位置。位置开关的定时使得传统带通滤波器或者谐振电路1202总是具有相同的相位输入。这允许电路实现谐振并且由此传递期望频率和相位的强信号。而且，对于不希望的频率和相位会引起有害的干扰。这种相同类型的交替相位信号滤波器1200对如图9所示复位过的信号的效果很好。

在如图10所示的实施例中，载波经过180度移相，但是可以理解，其他移相组合也可以实现类似的结果并且该系统并非限于如图10所示的180度相移。例如：10个0度相移的载波、10个120度的载波以及10个-120度的载波将比30个0度载波在载频处具有更低的平均功率。而且，不同相位、幅度和频率的组合可以具有类似的效果并且落入本公开文本的范围内。

中和边带

图13和图14示出了用于中和通信系统的边带的方法示例。图13-图14所示的方法可以用于传统通信系统以及公共波形通信系统。当改变无线信号(幅度、频率和/或相位)时，带宽增大并且产生了边带。在很多协议中，边带是无线通信的必要部分，例如“单边带”。然而，在许多情况下，边带是信号调制的不希望的副产品。

如图11所示，可以看到载波信号的移相产生了大量边带。这些是不希望的，这是因为它们会被辐射并且会对那些频率的其他信道产生干扰。消除边带的传统方法是使用低通、高通或带通滤波器。这些传统滤波器不适用于涉及高速数据信号的情况，这是因为这些滤波器造成高速信号的降级。在可以用于公共波形系统的中和边带方法中，“中和信号”可以连同载波信号一起被注入到传输线中。如图13所示，为了中和950MHz边带，使用具有专门预定幅度和相位的950MHz信号来中和该边带，并且图13示出了中和了950MHz边带时所得到的信号。例如，所注入的信号需要具有相同的幅度并且与待中和的边带具有180度相移。在图13所示的示例中，载波具有1v的幅度(参见图10)并且所注入的950MHz信号具有0.6525v的幅度。所注入的信号开始于与载波有90度的相位。另外，类似地可以注入其他的信号来消除其他边带。

只要事先知道边带的幅度、频率和相位，就可以采用向传输线的注入信号来消除所有边带来源产生的边带。在实验室环境中，可以从之前的发射中确定这些值，然后在现场设置中采用这些值。即使是在数据调制中产生边带的情况下，也可以向传输线中注入合适的边带中和信号。中和信号的规格随数据的取值而不同。

在传输系统的接收机端，使用已知技术复原原始载波。在注入了中和信号的情况下，去除那些注入的中和信号来复原原始载波。

在本公开的上下文中，“传输线”被定义为用来从一个位置向另一个位置传输信号能量的任意路径。这包括但不限于：发射机中的导线、波导、连接发射机和一个或多个天线的线路、放大器或包括无线通信链路的通信链路。

现在对上述的边带中和(边带抑制)的具体示例进行说明，其中使用仿真来示出边带的中和。以下展示的示例示出了边带中和如何能够大幅增加无线通信的频谱效率。在该示例中，公知信号被视为起始点，然后示出了使用上述边带抑制的信号，以进行比较。为了示例的目的，使用了1GHz的载波，尽管所公开的边带抑制可以用于任何频率，并且不限于任何特定频率。使用该示例频率是因为它与公共频带非常接近，诸如蜂窝电路(800，900，1800，2100MHz)、WiFi(2.4GHz)和WiMax(2.3，2.5和3.5GHz)。为了示例的目的，所使用的仿真软件为LinearTechnologyCorporation出品的LTspice/SwitcherCADIIIVersion2.24i。

图15示出了可以产生用于该示例的1GHz载波的电路。电压源产生1.414V幅度和1GHz频率的正弦波形。在时域对该电路进行仿真提供了如图16所示的电压对时间示波输出。对信号电压进行公知的FFT(快速傅立叶变换)仿真的结果在图17中示出。为了该示例的目的，除非专门说明之外，使用Hamming窗函数、1,048,576个数据点样本以及5点二项式平滑进行1000ns时间段的所有FFT运算。

为了说明如何适用联邦通信委员会(FCC)规章，请参见CFRTitle47，Part15-射频装置，§15.247902-928MHz，2400-2483.5MHz，和5725-5850MHz频带内的操作，其提供了：

§15.247902-928MHz，2400-2483.5MHz，和5725-5850MHz频带内的操作

(a)满足这一部分规定的操作限于符合以下规定的跳频和数字调制的主动辐射器：

(1)跳频系统将具有由最小25kHz或跳频信道的20dB带宽分割的跳频信道载频，任何一个都大于...

以上示出的用于载波的功率为低于那些频带和1GHz的最大电平的20mW。图18是对FFT结果的放大效果并且绘制了250kKz(20dB)带宽掩码结果，其中信号在掩码内不匹配是因为FFT仅仅采样了1000ns。

为了向载波增加数据，数据信号由V2产生并且输出到图19中的TP_Data。任意选择用于该示例的以下数据：

1011001110001111000011111000001111110000001111111000000011111111

0000000011111111100000000011111111110000000000111111111110000000

数据率为125Mbps，周期为8ns。图20示出了信号的前124ns。

图19示出的90°调相器对具有数据波形的载波进行调制，其中数据位“1”被移相90°，数据位“0”被移相0°。图21示出了调制信号的前36ns。图22示出了具有大量边带的调制信号的FFT。如所期望的那样，由于数据率过高，波瓣在掩码内不匹配。如所看到的那样，20dB带宽为22MHz，如图22所示。

所公开的边带抑制系统提供了增大的频谱效率，频谱效率定义为：

(频谱效率)＝(数据率)/(带宽)(公式1)

使用公式1，求得图21所示的用于信号的频谱效率为：

SE_-20dB＝(125Mbps)/(22MHz)＝5.7Mbps/MHz

使用带通滤波器(典型方案)改善图21的信号的频谱效率的任何尝试不会有用，这是因为带通滤波器会滤除掉数据。不过，可以使用已知技术改善频谱效率，包括使用：减小90°以下(例如，11.5°)的Δ相移、幅度调制等。这些已知技术有效果并且按照常规方式使用，但是由于现实世界的噪声和硬件灵敏度的原因存在限制。例如，减小Δ相移11.5°将使得接收机更易受到相位噪声(抖动)的影响并且接近相位检测器分辨率的极限。从而，通常的方案具有限制和/或没有提供充分的结果。这里公开的边带抑制技术改善了这些已知技术，并且实际上可以与这些已知技术一起使用以减小带宽并且提高频谱效率。

为了实现所公开的边带抑制，可以考察图22中所示的中心波瓣。如图23所示，250MHz时钟可以添加输出TP_CLK_250并且移相调制器可以添加输出TP_FN1。由于移相调制器的原因，每个数据位在半个数据周期上是0相移，在另一半数据周期上是180相移。如果数据位为1，第一半周期的相位为0，第二半周期的相位为180。如果数据位为0，第一半周期的相位为180，第二半周期的相位为0，如图24所示。在LTspice(在该示例中使用的仿真软件)中，“^”(图23所示)是算子，该算子把表达式每一边转换成布尔数，随后对结果进行XOR运算(异或运算)。

对边带抑制技术的调节使得每个数据位在FFT上取消其自身，造成1GHz波瓣被消除，如图25所示，而图22中的其他波瓣变得比以前差。图26给出了对图25中的867MHz进行放大并且增加了相位的效果，其中波瓣中心位于867MHz，波峰为-11.7dB，相位为-24°(1GHz为-7°)。为了抑制867MHz波瓣，将频率为867MHz、幅度为0.368V、相位为245°的正弦波，V(TP_FN2)添加到信号上。在图27和图28中示出了结果TP_FN2。

图28示出了首次抑制尝试留下的残留波瓣。为了抑制868MHz波瓣，添加了868.6MHz波瓣w/幅度为0.200以及相位为250°。图29示出了这些结果。为了消除-20dB掩码以上的所有波瓣，可以重复这些步骤，从而使得125Mbps数据率在250kHz带宽FFC分配中匹配。在公式1中使用该数值，边带抑制系统的频谱效率为：

SE_-20dB＝(125Mbps)/(250kHz)＝500Mbps/MHz

该频谱效率基本上高于现有技术的频谱效率。应当说明，按照标准公式的实际频谱效率无穷大。利用下表1中所示的SBM信号消除了1GHz以下的所有波瓣，图30示出了所得到的信号并且在图31中示出了FFT。

表1

利用公式或者查找表可以确定中和信号的正确特征，其中待发射的数据被输入到公式，在查找表中使用了待发射数据。

相位滤波

如果数据波形中的信息信号经过相位调制，则接收机中的相位滤波对解调有用。相位调制对于具有来自附近数据信道的噪声和干扰的输入信号特别有价值。在一个示例中，假定输入信号具有信号中的期望数据，而信号的数据部分被信号中的噪声和干扰变得模糊。为了进行相位滤波，假定数据的取值(例如，1和0)，而且将等效于该假设的信号注入到输入信号。如果对数据取值的假设正确的话，输入信号与注入信号之间的相长干涉将会提供相长干涉并且验证该假设。如果数据取值的假设不正确，则有害干扰将会显示该假设错误。如果输入信号和注入信号位于谐振(或“调谐”)电路中，则正确与不正确假设之间的输出信号的差异会很大。这是因为对注入信号和数据信号的输入数据部分的正确假设会增大每个波形的输出信号幅度。

在图32所示的一个实施例中，输入信号可以被分成1505两个电路，其中一个电路1501假定数据为“1”，另一个电路1502假定数据为“0”。信号发生器1503和1504分别产生等同于它们各自假设1和0的信号。使用电阻器1506为仿真信号添加输入信号。如果示出的所有四个电阻器具有相同阻值，则均衡地添加所有信号。如果特定信号需要增益，则可以使用不同阻值的电阻器。来自这两个电路的输出可以通过信号比较装置1507并且信号比较装置的输出为信号提供了哪一种假设(“0”或“1”)是正确假设的强指示。尽管该输出信号会明显不同于待解调的通常的无线信号，可以利用标准电路或数字信号处理器(DSP)借助公知技术进行分析。

应当注意，尽管全篇公开文本示出了这些硬件电路来例证如何可以产生特定信号，但是可以通过各种方式来合成这些信号和硬件功能，这些方式包括但不限于：数字信号合成、波形发生器、任意波形发生器、信号发生器、函数发生器、数字模式发生器、频率发生器、频率合成器、直接数字合成，等等。为了本公开的目的，所有这些术语和各种硬件方案都是同义的，并落入公开的范围内。

尽管上文参照了本发明的特定实施例，但是本领域技术人员应当理解的是，在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对该实施方式进行各种变化，本发明的范围由所附权利要求所限定。