基于模型预测和三角波比较的三相PWM整流控制方法

摘要

本发明公布了基于模型预测和三角波比较的三相PWM整流控制方法，属于电力电子变流技术、智能控制领域。该发明的控制方法主要由电压外环、模型预测控制、三角波比较控制组成；其中电压外环为PI环节，模型预测控制为电流内环控制，控制方法简单，利用三角波比较控制与模型预测控制各自的优点在开关频率较低时实现输入功率因数为1的定频控制、交流侧输入电流低谐波。

说明书

技术领域

本发明涉及三相电压型PWM整流技术，尤其涉及基于模型预测和三角波比较的三相PWM整流控制方法。

背景技术

随着经济的发展，大功率直流电源的需求量逐年上升，传统的不控和相控大功率电源输入电流谐波大，功率因数低对电网影响较大，而且电流响应慢无法满足生产生活需求；而三相电压型PWM整流器能从根源上消除输入电流谐波，且具有单位功率因数，所以受到当前电力电子领域的重点关注。

目前常见的控制策略有：滞环比较控制、模型预测控制、电流预测控制，前馈解耦控制，但是这些控制目前仍有不足之处：简单的滞环比较控制输入电流纹波依然较大；而前馈解耦控制、电流预测控制需要增加SVPWM或SPWM环节，算法复杂；模型预测控制分为连续的模型预测控制和有限集模型预测控制，有限集模型预测控制虽然动态响应比较快，但不能实现定频控制，造成交流侧滤波困难，而连续的模型预测控制通常需要调制器。

发明内容

针对现有控制策略的不足，本发明目的在于提供基于模型预测和三角波比较的三相PWM整流控制方法。利用三角波比较控制与模型预测各自的优点，设计新型控制方法，简化算法的同时，降低交流侧电流谐波，同时实现定频控制。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现。

基于模型预测和三角波比较的三相PWM整流控制方法，主要步骤如下：

(S1)利用锁相电路得到电网A相电压(ea)的过零点，DSP根据电网A相电压(ea)的过零点实时计算电网周期，并以此更改控制周期，同时根据电网A相电压(ea)的过零点计算电网三相输入的电压值(ea、eb、ec)，并装换为数字信号；

(S2)利用电流霍尔传感器分别采样三相电抗器的输入电流值(ia、ib、ic)，采用分压法采样三相电压型PWM整流器直流侧电容(C)两端的输出直流电压值(Vdc)，并转换为数字信号；

(S3)完成步骤(S1)和(S2)后，将指令直流电压值(Vdc_ref)与输出直流电压值(Vdc)的差作为电压外环的输入，电压外环采用PI控制，PI控制的输出得到参考电流的幅值(I*),参考电流幅值(I*)与电网电压相位信息相乘得到参考电流i*α和i*β；

(S4)把三相电压型PWM整流器的数学模型从三相abc静止坐标系变换到两相αβ静止坐标系，并根据电压外环控制得到的参考电流、三相交流侧电流、三相交流侧电压进行模型预测控制；

(S5)在两相αβ静止坐标系根据模型预测控制得到整流桥交流侧两相电压(Vα、Vβ)，并变换到三相abc静止坐标系得到三相电压(Va、Vb、Vc)，将变换得到的三相电压分别除以直流电压参考值(Vdc_ref)然后经过PI调节并限幅，输出与三角波进行比较，最后输出6路驱动信号；其中三角波的幅值与PI限幅一致。

进一步地，所述步骤(S1)中，利用锁相电路得到电网A相电压(ea)的过零点时间，用DSP实时计算电网的周期，同时计算电网输入三相电压的值。

进一步地，所述步骤(S2)中，中利用电流霍尔传感器分别采样三相电抗器的输入电流值(ia、ib、ic)，采用电阻分压法采样三相电压型PWM整流器直流侧电容(C)两端的输出直流电压值(Vdc)。

进一步地，所述步骤(S3)中，将指令直流电压值(Vdc_ref)与输出直流电压值(Vdc)的差进行PI控制，PI控制输出得到参考电流的幅值(I*),参考电流幅值(I*)和cos(wt)相乘得到参考电流i*α，参考电流幅值(I*)和sin(wt)相乘得到参考电流i*β。

进一步地，所述步骤(S4)和(S5)中，根据(S1)、(S2)、(S3)步骤的数据在两相αβ静止坐标系下进行模型预测控制，本发明所述的模型预测控制是指连续状态的模型预测控制，在步骤(S5)中将模型预测的输出与三角波比较控制，从而得到三相驱动信号。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、算法简单，无需SVPWM或SPWM调制单元；

2、三相电压型PWM整流器交流侧输入电流纹波低，系统可实现单位功率因数运行；

3、三相电压型PWM整流器直流侧输出电压可控，纹波小；

4、可以实现定频控制。

附图说明

图1是本发明的基于模型预测和三角波比较的三相PWM整流控制方法框图；

图2是应用本发明的三相电压型PWM整流器matlab仿真直流侧输出电压的效果图；

图3是应用本发明的三相电压型PWM整流器matlab仿真A相交流侧输入电压和电流的效果图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述说明，但本发明的实施方式不限于此。需指出的是，以下若有未特别详细说明之过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术实现的。

如图1所示，本发明的基于模型预测和三角波比较的三相PWM整流控制方法示意图，主要步骤如下：

(S1)利用锁相电路得到电网A相电压(ea)的过零点，DSP根据电网A相电压(ea)的过零点实时计算电网周期，并以此更改控制周期，同时根据电网A相电压(ea)的过零点计算电网三相输入的电压值(ea、eb、ec)，并装换为数字信号；

(S2)利用电流霍尔传感器分别采样三相电抗器的输入电流值(ia、ib、ic)，采用电阻分压法采样三相电压型PWM整流器直流侧电容(C)两端的直流电压值(Vdc)，并转换为数字信号；

(S3)完成步骤(S1)和(S2)后，将指令直流电压值(Vdc_ref)与输出直流电压值(Vdc)的差进行PI控制，PI控制输出得到参考电流的幅值(I*),参考电流幅值(I*)和cos(wt)相乘得到参考电流i*α，参考电流幅值(I*)和sin(wt)相乘得到参考电流i*β；

(S4)把三相电压型PWM整流器的数学模型从三相abc静止坐标系变换到两相αβ静止坐标系，并根据电压外环控制得到的参考电流、三相交流侧电流、三相交流侧电压进行模型预测控制，具体实施如下所述：

A)假设交流侧电抗为L，线路及电抗等效电阻为R，ABC三相参数均相等，两相静止坐标系(α坐标系)下开关函数定义为Sα和Sβ，设系统采样中周期为Ts。根据基尔霍夫电压定律得到交流侧电流关系如式(1)：

其中i_α和i_β为三相电抗器的输入电流值(ia、ib、ic)变换到两相αβ静止坐标系的值；e_α和e_β为电网三相输入的电压值(ea、eb、ec)变换到两相αβ静止坐标系的值；Vdc为三相电压型PWM整流器直流侧电容(C)两端的直流电压值；其他参数如前所述。

将式(1)离散化得到k+1采样时刻的电流表达式(2)：

其中i_α(k)和i_β(k)为k采样时刻两相αβ静止坐标系下三相电抗器的输入电流测量值；i_α(k+1)和i_β(k+1)为k+1采样时刻两相αβ静止坐标系下三相电抗器的预测电流值。

B)为使得k+1时刻预测电流很好的跟踪参考电流i*α和i*β，定义目标函数如(3)：

J＝(i_α(k+1)-i_α^*)²+(i_β(k+1)-i_β^*)²(3)

C)当目标函数J最小时，电流跟踪效果最好，求得偏微分和并令其等于零：

其中V_α＝S_α*V_dc，V_β＝S_β*V_dc，V_α和V_β为两相αβ静止坐标系下整流桥交流侧电压。

通过式(4)得到整流桥交流侧电压Vα和Vβ为(5)：

(S5)根据模型预测控制得到整流桥交流侧电压Vα和Vβ，并转化到三相abc静止坐标系下得到Va、Vb、Vc，将Va、Vb、Vc分别除以直流电压参考值Vdc_ref然后经过PI调节并限幅，输出与三角波(幅值与PI限幅一致)进行比较，最后输出6路驱动信号。

在步骤(S2)中，所述的输出直流电压(Vdc)采样采用电阻分压，并利用HCPL-7840隔离，再经过运放调理使采样电压适应DSP采样端口的电压范围。

作为优选，可选用德州仪器公司2000系列的DSP处理器进行算法计算。

在步骤(S3)中，将指令直流电压值(Vdc_ref)与输出直流电压值(Vdc)的差进行PI控制，PI控制输出得到参考电流的幅值(I*),参考电流幅值(I*)和cos(wt)相乘得到参考电流i*α，参考电流幅值(I*)和sin(wt)相乘得到参考电流i*β；

在步骤(S5)中，是将模型预测的输出进行三角波比较控制，无需调制器，开关频率与三角波频率相同，可以通过调节三角波频率来调节开关频率实现定频，从而得到三相驱动信号。其中当三角波比较控制时，输入值大于三角波时相应半桥的上桥臂的驱动信号为1，下桥臂的驱动信号为0；当输入值小于三角波时相应半桥的上桥臂为0，下桥臂的驱动信号为1。

如图2～图3所示，采用本发明的三相电压型PWM整流器matlab仿真的直流输出电压(Vdc)响应快，纹波小，交流网侧电压A相电压(ea)和A相交流电流(ia)同相位，输入功率因数高，近似为1。

本领域技术人员可以在不违背本发明的原理和实质的前提下对本具体实施例做出各种修改或补充或者采用类似的方式替代，但是这些改动均落入本发明的保护范围。因此本发明技术范围不局限于上述实施例。