带线损补偿的DC-DC转换器

摘要

本发明涉及一种带线损补偿的DC-DC转换器，其包括控制电路以及滤波电路，输入电压经过所述的控制电路和滤波电路后产生芯片的输出电压，相比于现有技术，所述的控制电路还包括线损补偿模块，所述的芯片的输出电压经过反馈电阻后反馈至所述的控制电路中的误差放大器的反向输入端，所述的线损补偿模块根据所述的误差放大器的输出端的电压改变输入至所述的误差放大器的正向输入端的参考电压，以对负载的输出电压进行补偿。采用该种结构的带线损补偿的DC-DC转换器，利用误差放大器的输出电压VEA来控制补偿幅度，补偿幅度和输出电流之间有良好的线性关系，线损补偿功能完全集成在芯片内部，外部无需其他辅助器件，无需复杂的调试计算。

说明书

技术领域

本发明涉及电路领域，尤其涉及电源电路，具体是指一种带线损补偿的DC-DC转换器。

背景技术

目前手机、PAD等便携式设备的充电电流越来越大，在大电流充电的过程中输出连接线 上的电压损失越来越显著，特别是在输出连接线较长的情况下这种线损就更加严重。会造成 最后到充电设备的充电电压明显降低，由于充电电压降低充电设备内部的充电管理模块会自 动降低充电电流来适应，所以会导致充电功率明显下降，充电时间变长、甚至无法进行正常 充电等问题。

为了应对此种情况，现在普遍有两种应对方法。第一种方法就是直接设定一个高于额定 充电电压的输出电压值，比如针对额定5V的充电电压，将输出电压直接设定为5.3V。即空 载条件下输出电压为5.3V，随着充电电流的增大最后到充电设备的电压会逐渐下降，使得在 额定电流充电时的充电电压不致于降低过多。这种方法虽然简单，但是缺点也十分明显，它 只是将在各种充电电流情况下的电压整体抬高，并没有改善充电电压的分布特性。

第二种方法就是利用外部的运放来采集实际的负载电流信号，将采集到的电流信号放大 以后再去控制反馈端的电压。具体的实现方式如图1所示，图1中左边为普通降压电路，输 出端VOUT经过电阻R1和电阻R2分压之后反馈到FB脚，外部运放负责采集流过采样电阻 Rs的电流信号并进行放大，放大后的信号通过电阻R3耦合到FB脚。通过合理设置电阻R1、 电阻R2、电阻R3、电阻Rs以及运放的放大倍数A，可以实现所需要的补偿目标。举例如下， 如果补偿设计的要求为：空载Io＝0A时要求输出电压VOUT为5V，满载Io＝2A时要求输出 电压VOUT为5.5V，采样电阻Rs为0.01Ω，反馈参考电压VFB为0.8V，运放的电压放大倍 数为50。根据以上条件，可以分别列出空载和满载时对于的等式如下

(5V-0.8V)/R1+(2.5V-0.8V)/R3＝0.8V/R2(空载)

(5.5V-0.8V)/R1+(2.5V-0.01Ω×2A×50-0.8V)/R3＝0.8V/R2(满载)

可得R1＝6.3125×R2，R3＝12.625×R2

设定R2＝4.7KΩ，则可计算的R1＝29.7KΩ，R3＝59.3KΩ；

此种方式能够精确地控制所需要的补偿幅度，但是需要外接运放来实现，增加了成本和 设计难度，并且设计一旦确定，其补偿幅度就不能改变，缺乏灵活性。

发明内容

本发明的目的是克服了上述现有技术的至少一个缺点，提供了一种能够实现的。

为了实现上述目的，本发明的具有如下构成：

该带线损补偿的DC-DC转换器，其包括控制电路以及滤波电路，输入电压经过所述的控 制电路和滤波电路后产生芯片的输出电压，其主要特点是，所述的控制电路还包括线损补偿 模块，所述的芯片的输出电压经过反馈电阻后反馈至所述的控制电路中的误差放大器的反向 输入端，所述的线损补偿模块根据所述的误差放大器的输出端的电压改变输入至所述的误差 放大器的正向输入端的参考电压，以对负载的输出电压进行补偿。

进一步地，所述的线损补偿模块包括第三电阻、第四电阻以及缓冲器，所述的缓冲器的 输入端与所述的误差放大器的输出端相连接，所述的缓冲器的输出端与所述的第四电阻的第 一端相连接，所述的第四电阻的第二端与所述的第三电阻的第一端相连接，所述的第三电阻 的第二端接地，所述的第三电阻的第一端还与数个串联的分压电阻的一端相连接，所述的数 个串联的分压电阻的另一端与所述的控制电路中的基准模块的输出端相连接。

更进一步地，所述的第三电阻、所述的第四电阻均包括数个串联的电阻，所述的线损补 偿模块还包括数个双联开关，所述的控制电路通过控制所述的数个双联开关的开启和关断以 改变所述的第三电阻以及所述的第四电阻的阻值，从而改变所述的误差放大器的正向输入端 的参考电压。

再进一步地，所述的控制电路包括数个交联开关的交联开关控制模块，所述的交联开关 控制模块通过所述的芯片的LINE引脚外接一控制电阻，所述的交联开关控制模块包括与所 述的数个交联开关的数量相等的数个比较器，以及生成与所述的数个交联开关的数量相等的 数个电压的固定电压单元，所述的数个比较器的反向输入端与所述的芯片的LINE引脚相连 接，所述的芯片的LINE引脚还与一电流源相连接，所述的数个比较器的正向输入端与所述 的数个电压相连接，且一个比较器的正向输入端与所述的数个电压中的一个电压相连接，所 述的数个比较器的输出端分别与所述的数个交联开关相连接，且一个比较器的输出端连接一 个交联开关。

采用了该发明中的带线损补偿的DC-DC转换器具有以下有益的技术效果：

1、利用误差放大器的输出电压VEA来控制补偿幅度，补偿幅度和输出电流之间有良好 的线性关系。

2、线损补偿功能完全集成在电路内部，外部无需其他辅助器件，无需复杂的调试计算。

3、具体的线损补偿强度根据实际需要可灵活调整，且调整十分方便。

附图说明

图1为现有技术中的降压电路的电路图。

图2为本发明的带线损补偿的DC-DC转换器的结构示意图。

图3为本发明的一实施例中的反馈电路以及滤波电路的电路图。

图4为本发明的一实施例中的线损补偿模块的电路图。

图5为本发明的一实施例中的交联开关控制模块的电路图。

图6为本发明中的芯片的输出电压与负载电流的关系图。

具体实施方式

为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。

请参阅图2至图6所示，本发明所描述的带线损补偿的DC-DC转换器结构如图2，其主 要架构和当前主流的电流控制模式的DC-DC转换器相似，除各种保护模块以外控制电路主要 由基准模块、误差放大器、比较器、控制模块、第一开关管、第二开关管和第一驱动级、第 二驱动级、自举模块、电流放大器、振荡器和斜率补偿模块构成，控制电路的SW端与滤波 电路(参见图3，其中电感L1和电容C1起滤波作用，作用是将SW脚输出的开关波形过滤 成需要直流输出电压)相连接后产生芯片的输出电压，在其他的实施方式中，滤波电路可以 设置在芯片的内部，也可以不设置在芯片的内部。

基准模块负责产生稳定的基准电压，比如1.2V；然后此基准电压可以通过电阻分压(如 图2中的第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3)得到一个输入到误差放大器正相输入端 的参考电压Vref，比如0.8V。误差放大器的反相输入端连接到外部管脚FB，FB脚外部设置 一个输出电压的电阻分压网络来决定具体输出电压值，如图3中虚线框内(第五电阻R5、第 六电阻R6)。第五电阻R5和第六电阻R6连接在输出到地之间，其作用是将输出电压信号反 馈到FB脚并输入到误差放大器的反相输入端。闭环工作时FB脚电压和参考电压Vref始终 保持相等，最终的输出电压由第五电阻R5和第六电阻R6决定，公式为：

VOUT＝Vref×(1+R5/R6)

误差放大器会对输入的参考电压Vref和反馈电压之间的差值进行放大，当输出电压突然 降低时反馈电压也会随之降低，这时误差放大器输出电压将升高；反之输出电压会下降。管 脚COMP和误差放大器的输出端相连接，其作用是在外部设置相应的频率补偿电路使得整个 环路能够正常工作。误差放大器的输出电压VEA送入到后级的比较器正相输入端；比较器的 反相输入端接收的是两个信号的叠加，一个是电流放大器输出的第一开关管的电流采样信号， 一个是斜率补偿模块输出的斜率补偿信号。控制模块负责控制第一开关管和第二开关管交替 导通，振荡器会产生一个固定频率的脉冲信号送入到控制模块，每当控制模块接收到脉冲信 号时代表一个新的工作周期开始，控制模块会立即关闭第二开关管，打开第一开关管，输入 电源给SW脚外接的电感L充电，流过第一开关管和电感L的电流逐渐增大，输出电压逐渐 上升；第一开关管导通以后随着流过的电流逐渐增大，电流放大器输出的采样电压信号也会 逐渐增大，当电流放大器输出的电流采样信号和斜率补偿模块输出的斜率补偿信号叠加之后 超过误差放大器的输出电压时，比较器输出翻转，控制模块会立即关闭第一开关管，打开第 二开关管进入续流阶段，此时电感L给外接负载供电，电感L上的电流逐渐减小，输出电压 逐渐下降。续流阶段会一直保持，直到振荡器输出下一个脉冲信号，此时会重复以上步骤， 开始进入一个新的工作周期。

在上述带线损补偿的DC-DC转换器稳态工作时，误差放大器的输出电压VEA能够及时 反映负载电流的变化情况。当负载电流增大时，误差放大器的输出电压VEA会相应升高；反 之当负载电流减小时，误差放大器的输出电压VEA会相应降低。因为如上所述，控制模块会 在比较器翻转时(也就是电流采样信号和斜率补偿信号叠加以后超过误差放大器输出电压时) 将第一开关管关闭，第二开关管打开，此时电感L的电流达到峰值IPK，假设电流放大器的 跨阻增益为Rs，那么此时电流放大器输出的电流采样信号为IPK×Rs。假设此时斜率补偿模 块输出的斜率补偿信号电压值为VSC，则可列出以下等式：

VEA＝VSC+IPK×Rs

其中VEA表示误差放大器的输出电压。等式中Rs为电路内部参数，当外围应用条件确 定以后，斜率补偿模块输出的斜率补偿信号电压值VSC也是固定的，所以由上式可以看出误 差放大器的输出电压VEA和电感峰值电流IPK成线性比例关系。而电感电流的峰值IPK和 电感电流的平均值IAVE(也就是负载电流ILOAD)有如下的对应关系：

ILOAD＝IAVE＝IPK-△IL/2

上式中△IL表示电感电流的纹波幅度，其计算公式为：

△IL＝VOUT×(VIN-VOUT)/(VIN×L×fosc)

上式中VIN为输入电源电压，VOUT为输出电压，L为外部电感值，fosc为电路工作频 率。在外部应用条件确定之后，电感L的电流的纹波幅度△IL也就确定了，所以误差放大器 的输出电压VEA和负载电流ILOAD有如下对应关系：

VEA＝VSC+(ILOAD+△IL/2)×Rs

当外部应用条件确定以后误差放大器的输出电压VEA和负载电流ILOAD成线性比例关 系。

本发明基于以上误差放大器的输出电压VEA和负载电流ILOAD之间明确的对应关系， 将误差放大器的输出电压VEA经过一个缓冲器缓冲以后再通过一个第四电阻R4耦合到基准 电压的分压电阻R2和R3的共同连接点上(如图2中虚线框内所示)。这样当负载电流ILOAD 增大时，误差放大器的输出电压VEA相应提高，误差放大器的输出电压VEA通过第四电阻 R4耦合到基准电压的分压电阻之后会使得分压得到的参考电压Vref也相应提高，由于输出 电压由参考电压Vref和外部分压电阻比例决定，所以输出电压VOUT会跟随参考电压Vref 相应提高。通过合理的设定第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4的电阻 值可以实现所需要的线损补偿。

下面举例说明，设定在空载时误差放大器的输出电压VEA_MIN为0.5V，满载时误差放 大器的输出电压VEA_MAX为1.5V，基准模块产生的基准电压为1.2V，空载时所需要的参 考电压标准值为0.8V，满载时要求参考电压Vref升高10％即为0.88V来弥补此时导线上的电 压损失，结合上述条件可计算得到电阻值如下：第一电阻R1＝21KΩ，第二电阻R2＝26KΩ， 第三电阻R3＝13.2KΩ，第四电阻R4＝45KΩ；按照此补偿方法可以验算空载时的参考电压Vref 为801.1mV，满载时的参考电压Vref为884.4mV，补偿幅度为10.4％。当需要实现不同的线 损补偿幅度时，只需要调整第四电阻R4的电阻值，第四电阻R4的电阻值和补偿强度成反比， 所以如果要减小补偿强度实现满载时5％的参考电压Vref提升就可以增大第四电阻R4的值， 增大第四电阻R4的同时可以略微增大第三电阻R3的电阻值来维持空载下正常的参考电压水 平。举例来说，要实现满载时参考电压上升5％即为0.84V，而空载时参考电压仍为0.8V，可 以如下设置电阻：第一电阻R1和第二电阻R2的电阻值还是保持不变，分别为21KΩ和26KΩ， 第四电阻R4的电阻值增大为115KΩ，第三电阻R3也同时增大为14.8KΩ；按此电阻设置方 法可以验算空载时的参考电压为800.7mV，满载时的参考电压为840.5mV，补偿幅度为4.98％。 再比如说要实现满载时20％的补偿幅度，则可如下设置电阻：第一电阻R1和第二电阻R2的 电阻值还是保持不变，分别为21KΩ和26KΩ，第四电阻R4的电阻值减小为15KΩ，第三电 阻R3也同时减小为9.8KΩ；按此电阻设置方法可以验算空载时的参考电压Vref为802.3mV， 满载时的参考电压为959.1mV，补偿幅度为19.5％。

下面如图4是一个具体的实例，该实例内部集成3个双联开关(第一双联开关K1、第二 双联开关K2和第三双联开关K3)，并且第三电阻R3和第四电阻R4根据需要设计成不同大 电阻串联，通过设置开关不同的开关状态可以实现无线损补偿、5％补偿幅度、10％补偿幅度 和20％补偿幅度4种不同的补偿选择。下面具体说明，第一种是三个双联开关全部断开，此 时由于第一双联开关中的第二开关K1-2断开所以误差放大器的输出信号VEA无法耦合到参 考电压的分压电阻网络中，而第一双联开关中的第一开关K1-1、第二双联开关中的第一开关 K2-1和第三双联开关中的第一开关K3-1全部断开所以第三电阻R3的电阻值为 9.8+3.4+1.6+1.2＝16KΩ，此时参考电压Vref和误差放大器的输出信号VEA无关，只有第一电 阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3有关，其值固定为参考电压 Vref＝1.2×(26+16)/(21+26+16)＝0.8V。第二种是第一双联开关K1闭合，第二双联开关K2和第 三双联开关K3断开，此时第四电阻R4接入有效值为115KΩ，第三电阻R3接入有效值为 14.8KΩ，如上分析正好实现满载时5％的补偿幅度。第三种是第一双联开关K1和第二双联开 关K2闭合，第三双联开关K3断开，此时第四电阻R4接入有效值为45KΩ，第三电阻R3接 入有效值为13.2KΩ，如上分析正好实现满载时10％的补偿幅度。第四种是第一双联开关K1、 第二双联开关K2和第三双联开关K3全部闭合，此时第四电阻R4接入有效值为15KΩ，第 三电阻R3接入有效值为9.8KΩ，如上分析正好实现满载时20％的补偿幅度。其中，需要说 明的是，第一电阻R1至第四电阻R4是在设计或者制作过程中固定的，固定之后只能实现某 几个固定幅度的补偿。理论上可以在设计时增加更多数量的开关来实现更多的补偿幅度，但 是一般实际使用不需要，且会增加控制电路的设计难度，所以一般来说只设计有限的补偿幅 度。

控制第一双联开关K1、第二双联开关K2和第三双联开关K3的方式有很多，以下介绍 一种比较简单的利用外部管脚LINE来实现控制的方式(如图5)。此交联开关控制模块主要 由三个比较器、一个恒流源I1，一组连接在1.2V基准电压上的分压电阻和一个外部管脚LINE 构成。其中4个分压电阻阻值完全相同(如图5中都为20KΩ)，如此分压电阻上可以分别得 到0.3V、0.6V和0.9V三个稳定的电压送入到三个比较器的正相输入端，比较器的反相输入 端连接到恒流源I1和外部管脚LINE，而三个比较器的输出信号K1_Con、K2_Con和K3_Con 分别负责控制图4中的三个双联开关第一双联开关K1、第二双联开关K2和第三双联开关 K3。控制信号K1_Con、K2_Con和K3_Con为低电平时，其分别控制的第一双联开关K1、 第二双联开关K2和第三双联开关K3处于断开状态；而控制信号K1_Con、K2_Con和K3_Con 为高电平时，其分别控制的第一双联开关K1、第二双联开关K2和第三双联开关K3则处于 闭合状态。LINE脚的电压等于恒定电流I1和外接电阻R_SET的乘积，所以通过改变外接电 阻R_SET的值就可以控制三个双联开关第一双联开关K1、第二双联开关K2和第三双联开关 K3，实现不同的补偿幅度。

设定内部恒流源I1的电流为10uA，如果不需要线损补偿，可以将LINE脚直接悬空或者 设置一个阻值大于0.9V/10uA＝90KΩ的外接电阻R_SET，此时LINE脚电压大于0.9V，三个 比较器的输出电压均为低电平，对应的三个双联开关全部断开。

如果需要实现5％的补偿幅度，可以设置一个阻值小于0.9V/10uA＝90KΩ并且大于 0.6V/10uA＝60KΩ的外接电阻R_SET，此时LINE脚电压在0.6V～0.9V之间，三个比较器的 输出电压中K1_Con为高电平，K2_Con和K3_Con为低电平，对应的第一双联开关K1闭合， 第二双联开关K2和第三双联开关K3断开。

如果需要实现10％的补偿幅度，可以设置一个阻值小于0.6V/10uA＝60KΩ并且大于 0.3V/10uA＝30KΩ的外接电阻R_SET，此时LINE脚电压在0.3V～0.6V之间，三个比较器的 输出电压中K1_Con和K2_Con为高电平，K3_Con为低电平，对应的第一双联开关K1和第 二双联开关K2闭合，第三双联开关K3断开。

如果需要实现20％的补偿幅度，可以设置一个阻值小于0.3V/10uA＝30KΩ的外接电阻 R_SET，此时LINE脚电压小于0.3V，三个比较器的输出电压均为高电平，对应的三个双联 开关全部闭合。

不同强度的线补方案设置举例如下表1；

表1.不同强度的线补方案

本发明电路可以有两种不同的应用方式：一种是在不同的应用场合，根据实际连接线长 度通过LINE脚外接电阻设置所需要的补偿幅度；另一种是在LINE脚外接一个四档的控制开 关，分别对应四种不同的补偿幅度，这样最终的充电产品就可以根据实际使用的充电线长度 来调整需要的补偿幅度，实现更为灵活的控制。

无补偿和增加各种补偿之后的效果如图6。增加线损补偿之后，随着负载电流的逐渐增 大，输出电压也会随之线性增大来弥补连接线路上的电压损失。

采用了该发明中的带线损补偿的DC-DC转换器具有以下有益的技术效果：

1、利用误差放大器的输出电压VEA来控制补偿幅度，补偿幅度和输出电流之间有良好 的线性关系。

2、线损补偿功能完全集成在电路内部，外部无需其他辅助器件，无需复杂的调试计算。

3、具体的线损补偿强度根据实际需要可灵活调整，且调整十分方便。

在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种 修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限 制性的。