控制开关功率因数校正器方法的控制电路、PFC和AC/DC转换器

摘要

提出了控制开关功率因数校正器方法的控制电路、PFC以及AC/DC转换器。控制电路通过控制接通时间期间输入电荷，基于开关关断时间调制来控制开关功率因数校正器。电路包括充电电流生成器电路，其生成充电电流作为利用对应于经整流的输入电压的峰值的平方的增益进行放大的电流感测信号的副本，回路电容器，在接通时间间隔期间用充电电流进行充电，并且在关断时间间隔期间用放电电流进行放电，放电电流生成器，其生成与比较电压和经调节的输出电压和经整流的输入电压之间的差值的乘积成比例的放电电流，以及PWM调制器，感测回路电容器充电电压，响应于检测到充电电压无效在接通时间持续时间内接通功率开关，并且在接通时间持续时间已经过去时关断功率开关。

说明书

技术领域

本公开涉及功率转换器电路、特别涉及实施用于控制开关功率因 数校正器(PFC)的相关方法的控制电路、PFC以及包括PFC的AC/DC 转换器。

背景技术

诸如计算机、电视机或可充电电池的很多电子设备使用DC电 压作为电源电压，因此通过电源可用的AC电压是经AC/DC转换的。 特别是在供电的负载的功率消耗相对大的情况下，使用功率因数校正 以最小化无功功率并且最大化从电源吸收的有功功率。在这种情况 下，提供功率因数校正的AC/DC转换器包括功率因数校正器(PFC) 以及最终级联至PFC的DC/DC转换器。

图1中示出的PFC类型通常包括对电源电压进行整流并且生成经 整流的输入电压Vin的桥式整流器、生成DC输出电压Vout的芯 PFC_PLANT以及感测输出电压Vout、整流的电压Vin以及流动通过 电感的电流并且生成用于接通/关断转换器PFC_PLANT的功率开关 SW的控制信号的控制电路CONTROLLOOP。芯PFC_PLANT可以 以连续电流模式(CCM)进行控制，并且从电源吸收的电流基本是正 弦的并且与电源电压同相位，示意性地由通过图1的PFC的仿真获得 的通过电感器的电流(1)、通过电感器的电流的低频成分(2)、通 过开关的电流(3)、通过二极管的电流(4)以及开关SW的控制信 号(5)的图2的示例性时序图示出。最新的规范和国际标准规定了 跨整个负载范围的高频和良好功率因数(PF)。在该领域将被获得的 目标为限定能够在跨整个负载范围在高负载条件于与低总谐波失真 (THD)一起的的提高的效率的新的PFC控制方法。

可能以CCM以及平均电流模式控制利用恒定开关频率控制PFC。 这样的控制技术在本领域为已知的。平均电流模式能够通过感测输入 电压和借助于乘法器电路或没有输入线路感测来生成基准信号来实 施。在德州仪器的UCC28180和英飞凌的ICE1PCS01设备中使用该 第二方法，其数据表本领域的技术人员将获取详情。在这两种情况下， CCMPFC的反馈控制回路处理表示流通通过电感器L的电流的感测 信号Isense。平均电流模式控制的一个主要特征是两个控制回路、电 压回路和电流回路的存在。它们中的两者要求合适的补偿网络。

由于高开关损耗，恒定频率平均电流模式控制也具有在轻负载的 非常低的效率。此外，平均电流模式控制器呈现在非连续电流模式 (DCM)操作中增加谐波失真的非线性特性。

在功率集成的设备PFSHiper中实施另一个控制技术。在这些设 备中，开关频率是可变的，并且接通时间和关断时间的持续时间分别 由恒定安-秒接通时间控制以及恒定伏-秒关断时间控制限定。技术人 员进一步详细获得以上设备的数据表。这些设备的缺陷是伴随方根输 入电压范围和输入电压导通角的非常宽的开关频率变化。特别是，在 线导通角接近90度时，具有高的输入电压(230AC)的开关频率会 很低。这样的频率曲线非常具有风险，因为其可以引入EMI输入滤 波器振荡。

由QianLi、FredC.Lee、MingXu和ChuanyunWang在2009年 能量转换会议与展览会ECCE2009，2009年9月20-24日在页码3755 –3760页发表的"LightloadefficiencyimprovementforPFC"公开了用 于利用合适的恒定接通时间控制技术控制轻负载处的CCMPFC的数 字系统。合适的恒定接通时间具有很多吸引人的特征，如开关频率的 自动降低、引起的改进的轻负载处的效率。然而，现有文章中描述的 方法建议借助于数字预测方法计算关断时间。不幸地，算法相对复杂 并且数字系统(DSP微处理器和快速A/D转换器)需要对输入电压和 通过电感器的电流进行采样并且计算下一个关断时间的最接近的持 续时间。该解决方案不是非常吸引人，因为，其增加PFC的总成本。

发明内容

本公开的一个实施例提供了用于工作在CCM的开关功率电源的 功率因数校正设备，其克服了以上缺陷和限制。所提出的方法允许将 适合的接通时间控制的优势与简单的、低成本全模拟电路实施方式相 结合。

控制回路通过适当地调制开关关断时间来实施，而接通时间间隔 通过独立的接通时间生成器电路来确定。在该方法中，其为在被控制 以获得期望的输入电流形状(功率因数)的开关接通时间的输入电荷。

通过本公开，利用单回路结构实现了所有操作状态中的非常好的 输入电流形状。用于电流回路稳态的外部补偿部件的缺失导致比传统 的两回路受控转换器要求的更简单的设计。

提出的控制原理也能够管理CCM和DCM状态两者而没有任何 不连续，同时保证在所有负载状态的高效率水平。

本申请的一个实施例是控制开关功率控制开关功率因数校正器 的方法，所述开关功率因数校正器接收经整流的输入电压并且提供经 调节的输出电压。所述方法包括：设置开关功率因数校正器的功率开 关的关断时间间隔的持续时间。所述设置包括：

生成充电电流作为电流感测信号的副本，其基于流动通过所述开 关功率因数校正器的电流，以对应于经整流的输入电压的峰值的平方 的增益进行放大；

用接通时间间隔期间的充电电流对回路电容器进行充电，并且在 所述功率开关的关断时间间隔期间用放电电流对回路电容器进行放 电，放电电流与比较电压的值和经调节的输出电压和所述经整流的输 入电压之间的差值的乘积成比例；

响应于检测到所述回路电容器的充电电压无效，以接通时间持续 时间接通所述功率开关；以及

在所述接通时间持续时间已经过去关断功率开关。

控制电路可以用模拟部件实现并且通过实施该方法确定功率开 关的关断时间。PFC包括本公开的控制电路，并且也公开了AC/DC 开关转换器。

所提交的权利要求为本申请的整体部分并且通过引用结合于此。

附图说明

图1描绘了PFC。

图2是图1的PFC的CCM状态中获得的由PFC芯吸收的电流I 的时序图。

图3描绘了具有本公开的闭环控制电路CONTROLLOOP的 PFC。

图4示出了根据本公开的具有闭环控制电路的PFC的实施例，其 中子电路的示例图用于确定下一开关周期的关断时间间隔的持续时 间；

图5a和5b图示根据本公开的实施例，将感测电阻器Rsense连接 至PFC的功率开关SW的替换方式；

图6描绘了具有图4的用于确定下一开关周期的关断时间间隔的 持续时间的子电路的图3的PFC的电源信号的时序图；

图7示出了根据本公开的具有闭环控制电路的PFC的另一个实施 例，其中考虑感测的输出电压和感测的输入电压的值用于确定接通时 间间隔的持续时间。

图8描绘了与输入电压的半周期的线路角有关的接通时间持续时 间的调节的示例性特性。

图9示出了根据本公开的包括用于管理DCM功能的功能块的具 有闭环控制回路的PFC的另一个实施例。

图10描绘了具有图4的子电路的图9的PFC在DCM操作状态 的电源信号的时序图。负载状态信息可以被用于确定接通时间持续时 间。

图11示出了具有用于确定下一开关周期的关断时间的持续时间 的充电和放电电流的不同实施方式的根据本公开的具有闭环控制电 路的PFC的另一个实施例。

图12示出了根据本公开的具有闭环控制电路的PFC的不同实施 例，其中与经调节的输出电压和经整流的输入电压之间的差成比例的 电流直接从升压电感器的辅助绕组中获取。

具体实施方式

在图3中描绘了包括整流器、滤波器电路10和根据本公开的示 例性实施例的PFC12A的AC/DC开关转换器。来自电源14的AC输 入电压通过整流器和滤波器电路10整流和滤波，其包括整流桥和用 于获得经整流的输入电压Vin的输入滤波器。PFC12A包括电感器16、 功率开关18、输出二极管20、输出电容器22、感测电阻器24和闭环 控制电路26。控制回路26接收输出电压Vout、输入电压Vin和电流 感测信号Isense，并且提供用于接通/关断开关18的信号。电流感测 信号Isense表示在接通时间间隔期间流动通过开关SW的电流，并且 利用感测电阻器Rsense来生成。

控制回路26包括被配置为确定基准电压Vref和输出电压Vout 之间的差值(或表示输出电压Vout的反馈电压)的减法器28，以及 从减法器28接收差值并且生成与差值成比例的误差电压COMP的误 差放大器30。控制回路26也包括被配置为设置下一开关周期的关断 时间间隔的持续时间的关断时间预测器32、脉冲宽度调节器(PWM) 34和被配置为基于来自PWM34的控制信号来控制功率开关18的接 通和关断的栅极驱动器36。OFF时间预测器32接收误差电压COMP、 输入整流电压Vin以及输出电流Vout，并且提供输入中的模拟电压 Vloop至PWM34的PWM零检测比较器38。PWM34还包括SR触 发器40和ON时间生成器42。当模拟电压Vloop无效时，PWM比较 器38触发设置SR触发器40并且使得接通时间生成器用以生成表示 下一开关周期的接通时间的持续时间的PWM信号的脉冲。因此， PWM信号使得开关18的栅极驱动器36接通/关断。

基于建议的调制技术管理升压PFC的等式通过将升压电感器伏- 秒平衡关系和平均电流模式控制等式组合来获得。为了理解用于确定 下一开关周期的关断时间间隔的持续时间的OFF时间预测器32的操 作原理，让我们考虑以下等式：

$\underset{0}{\overset{T_{on}}{\int }}{I}_{IN}\left(\theta \right)·d\theta =K_m\underset{T_{on}}{\overset{T_{sw}}{\int }}{v}_{COMP}·(V_{OUT}-V_{IN}(\theta \left)\right)·d\theta$

其中θ是线路导通角。

该等式通过将升压电感器伏-秒平衡关系以及平均电流模式控制 等式相结合来获得。其限定在CCM操作功率因数校正中提供的接通 时间和关断时间之间的关系(输入电流与输入电压成比例)。

因此，从预定的接通时间开始、开关关断时间能够逐周期地预测。 本算法的可能实施例是充电/放电机制，其包括对接通时间期间的感测 的开关电流进行积分的电容器，以及在关断时间期间激活的对误差放 大器电压和调节的输出电压和整流的输入电压之间的差的乘积成比 例的电流进行汇集的电流生成器。

在图4中图示了用于实施图3的关断时间预测器32的充电/放电 关断时间预测器32A的集成电流实施方式。OFF时间预测器32A包 括增益块44、可变增益跨导放大器46以及峰值检测器(VPP)48。 根据传统的技术，电流感测信号Isense通过增益块44放大，然后通 过可变增益跨导放大器46来进一步放大，其GM基于由峰值检测器 48的经整流的输入电压Vin的峰值电压的检测来通过峰值检测器48 来设置。峰值检测器信息用于执行前馈动作。因此，跨导放大器46 作用为充电电流生成器，其被配置为生成充电电流作为用与经整流的 输入峰值电压V_PP的平方值成比例的增益GM放大的电流感测信号 Isense的副本。

OFF时间预测器32A也包括回路电容器C_LOOP、受控电流生成器 50、放大器52以及减法器54。回路电容器C_LOOP由在接通时间间隔 期间来自跨导放大器46的充电电流进行充电，并且其充电电压为模 拟电压Vloop。减法器54接收输出电压Vout和经整流的输入电压Vin， 并且提供表示输出电压Vout和经整流的输入电压Vin之间的差的差 值信号。乘法器52接收来自减法器54的差值信号和来自误差放大器 30的COMP信号，并且提供表示差值信号和COMP的乘积的乘积信 号。在关断时间间隔期间，回路电容器C_LOOP通过受控电流生成器50 来放电，其汲取基于由比较电压COMP和差值信号的乘积确定的放电 电流。PWM34的PWM零检测比较器38确定以下瞬间，在该瞬间中 电压V_LOOP无效，并且生成设置触发脉冲，如以上关于图3所讨论的， 该触发脉冲通过使得SR触发器40和ON时间生成器42来引起栅极 驱动器36接通开关18来设置关断时间时期的末端。接通开关18使 得电流感测信号Isense重新升高，其使得回路电容器C_LOOP通过跨导 放大器46重新充电。

因此，回路电容器C_LOOP的充电电压V_LOOP表示在整个开关周期 期间流动通过电感器L的电流。

在由PWM零点检测比较器38输出的触发脉冲经过SR触发器40 触发接通时间生成器42时,接通时间生成器42生成在保持高逻辑状 态持续特定时间间隔(接通时间间隔的持续时间)的时序信号，并且 该时序信号启用闭合开关18的栅极驱动器36。

因此，关断时间的持续时间并不数字地计算，但是以模拟形式确 定为用于完全对回路电容器C_LOOP进行放电的时间。

相同方面的不同实施例在图11和图12中表示。图11示出包括 整流器和滤波器电路10以及根据另一个实施例的PFC12B的AC/DC 开关转换器。PFC12B包括与图4的PFC12A相同的电路元件(这些 相同的元件用相同的附图标记指示)，除了PFC12B包括根据第二实 施例的关断时间预测器32B，其提供充电和放电电流的不同实施方式。 根据该实施方式，关断时间预测器32B包括线性跨导乘法器70，该 线性跨导乘法器70具有连接至用以接收电流感测信号Isense的感测 电阻器Rsense的第一输入、连接至用以接收整流的输入电压的峰值 的峰值检测器(VPP)48的输出的第二输入、连接至用以接收误差电 压COMP的误差放大器30的输出的输出的第三输入以及连接至受控 电流源72的控制节点的输出。线性跨导乘法器70使得电流源72用 以提供在接通时间期间的充电电流作为根据以下等式的乘以经整流 的输入电压的峰值的平方并且除以误差放大器电压的电流感测信号 Isense的副本。

图12示出用以直接获取来自升压电感器16的辅助绕组74的输 出电压和输入电压之间的差值成比例的电流的可能性。特别是，图12 示出根据另一个实施例的PFC12C，其类似于图3的的PFC12A，除 了PFC12C包括在关断时间时期期间对来自辅助绕组74的电流进行 采样的采样和保持电路。

利用该控制技术，不必要监测在整个开关时期期间通过电感器16 的电流，即，使用磁性耦合至电感器16的感测电感，但是其可以足 够尽在接通时间期间感测电流，即在电流流动通过功率开关18时， 利用耦合至图5a和5b中所示出的开关的感测电阻器R_SENSE。这是个 相对优势，因为其允许降低感测电阻器的功率消耗，并且进一步增强 PFC的效率。作为替换，可能使用与构成开关18的功率MOSFET集 成的感测FET来感测流动通过开关的电流。

具有图4的子电路的图3的PFC的功能参考图6中描绘的时序图 图示。如以上所解释，回路电容器C_LOOP的充电电压V_LOOP基本重复 流动通过电感器的电流I的波形。当电压V_LOOP达到零时，PWM零检 测比较器38触发用于设置SR触发器40的脉冲。因此，启动接通时 间生成器42并且命令栅极驱动器36接通开关18。当接通时间间隔的 持续时间(Ton)已经过去时，接通时间生成器42重新设置SR触发 器40、命令栅极驱动器36关断(Toff)开关18，并且使得关断时间 预测器32对回路电容器C_LOOP进行放电直至电压V_LOOP无效。

接通时间间隔的持续时间可以是恒定的，如图3的PFC中。这导 致具有线路导通角的可变开关频率操作。根据图7中示出的可替换实 施例，接通时间持续时间可以是根据在本开关周期期间感测的经整流 的输入电压VIN和输出电压VOUT的电平可调节的。在这种情况下， 接通时间生成器42A被配置为在输入中接收整流的输入电压VIN以 及输出电压VOUT。例如，接通时间持续时间可以根据如图8中描绘 的导通角调节,以便获得接近恒定的固定频率操作。

如在图9的实施例中示出的，该公开的替换闭环控制电路26B可 以备有用于管理DCM功能模式的装置。控制电路26B包括根据第二 实施例的PWM34B。零电流检测块(ZCD)60被添加至PWM34B 用于实施在DCM操作状态中被称为的“谷值跳过模式”，其由图10 中描绘的示例性时序图来图示。在电感器电流I为空时，零电流检测 块60在输入接收感测信号Isense并且将脉冲提供至DCM管理电路。 在这种情况下，即使电感器电流I为空，开关18不会被接通，并且 因此充电电压V_LOOP并不复制关断时间期间电感器电流I的波形。仅 当充电电压V_LOOP无效时，PWM零检测比较器38发出脉冲至DCM 管理电路62，其接着设置SR触发器42。根据该实施方式，DCM状 态的关断时间调制仍然借助于由关断时间预测器32实施的所提出的 充电/放电机制来管理而没有在CCM和DCM操作之间的非连续。

由于提出的方法特征为在轻负载处的开关频率的自动降低，可能 获得甚至在低负载状态处以及当实施不连续电流模式(DCM)控制的 高效率。

利用根据本公开的PFC获得在低功率P(当在DCM中控制)的 提高的效率以及在高功率处(在CCM中控制时)的类似性能。

本公开的控制电路本质地能够在负载降低时降低开关的开关频 率，因此自动增加系统效率。

基本地，本公开的控制电路是实施预测控制的模拟设备，因为根 据通过电感器的感测的电流并且基于电压Vout和输入电压Vin之间 的差估计下一开关周期的关断时间。用单回路结构获得连续接通模式 操作。使用完全集成的模拟部件闭合回路，因此其可以实现为具有低 成本部件。

以上描述的各种实施例能够结合以提供另外的实施例。能够给予 以上的详细描述对实施例做出这些和其他改变。通常，在以下权利要 求中，使用的术语不应当被解释为将权利要求限制为说明书和权利要 求中公开的具体实施例，而是应当被解释为包括连同要求保护的权利 要求的等效形式的全部范围一起的可能的实施例。因此，权利要求不 由本公开所限制。