一种距离测量装置及其测量方法及实际距离测量方法

摘要

本发明公开了一种距离测量装置及其测量方法及实际距离测量方法，装置包括询问机和应答机，询问机和应答机均包括：T/R组件、调制解调模块、基带信号采集模块、基带信号生成模块、控制器以及与控制器连接的存储器；调制解调模块与T/R组件连接，基带信号采集模块、基带信号生成模块均连接在调制解调模块与控制器之间；应答机还包括包络检波器，包络检波器的输入端连接调制解调模块、输出端连接控制器，应答机的控制器具有延时时间预设模块。本发明进行测距时避开了询问机与应答机的时钟同步问题，测距精度高；同时能够灵活控制应答机的转发信号的延时时间长短，采用不同延时区分不同应答机，易于在大量应答机情形下保持高动态性。

说明书

技术领域

本发明涉及距离测量技术，特别涉及基于有源应答的距离测量装置及其 测量方法及实际距离测量方法。

背景技术

距离测量技术是一项基础测量技术，广泛应用于人类日常生活中，其测 量精度是非常重要的指标，特别是在边坡垮塌、滑坡、泥石流等地质灾害监测领 域，往往要求距离测量精度极高。全站仪、水准仪等光学测距仪器虽然测距精度 很高，但是并没有大规模应用于地质灾害监测之中，原因一方面是因为这些光学 仪器在恶劣天气环境中无法正常使用，另一方面这些仪器成本较高，而且不能实 现自动化控制测量。目前尚未出现成熟的地质灾害监测系统，主要是因为现有技 术均不能同时兼顾测量精度高、作用距离远、在恶劣气象环境下正常运行等地质 灾害监测设备的三大要素。

美国专利US7,504,992B2公开了一种用于滑坡监测的微位移测量装置 和方法，测量装置分为询问机和应答机，它们的结构相同，但是工作在不同的工 作模式，其中询问机首先向应答机发射一段连续波信号，应答机利用放大器和射 频延迟线将接收到的信号延时后反馈回给询问机，而询问机通过测量和比较应答 机转发的射频信号相位变化来获取两者之间的相对距离变化，该方法中应答机不 包含时钟源，因此回避了有源应答测距系统中的时钟同步问题，但是由于采用射 频延迟线实现转发延时，要实现大的延迟就会增大应答机的体积，而且延时的大 小是固定的，不能灵活设置。

美国专利US8,644,768B2公开了一种无线电网络的两个节点之间测距方 法与装置，在该专利中，测距装置由询问机和应答机组成，询问机和应答机中分 别具有独立的参考时钟发生器和锁相环，在一次测量中双方锁相环产生的射频信 号具有固定的频率差，询问机首先向应答机发送射频信号，应答机接收信号并与 本地锁相环输出的信号混频得到频率固定的差频信号，应答机根据本地参考时钟 测量差频信号的相位，然后交换角色，应答机发射射频信号，询问机测量接收信 号降频处理后的差频信号的相位，双方各测得一个相位值以后同时按固定频率步 进值改变各自本地锁相环的输出频率，重复之前测量两个相位值的过程再次得到 两个相位值，如此步进发射信号频率值，测得一组相位值来解算询问机与应答机 之间的距离。该专利所公开的测距方法需要往复发射多次测距信号，因此该方法 测距需要的时间较长，测量的动态性能很差。

美国专利US8,094,061B2公开了一种微波相位测距的方法，主设备采用 正交调制来产生与本地信号源固定相位差的射频信号并发射出去，从设备接收射 频信号并经正交解调后测出接收信号与本地信号源的相位差，然后交换角色，从 设备产生与本地信号源固定相位差的射频信号向主设备发射，主设备接收射频信 号并再测出一个相位差，利用四个相位值及射频信号频率来计算两个设备之间的 距离。这种方法需要主、从两个设备交换相位差和频率数据来解算两者间的距离， 因此需要额外的通信信道。

上述现有的双节点有源应答式测距技术中，两设备间的收发同步问题采 用了固定延迟线或两设备间交替收发技术来解决的，存在着设备体积大或测距时 间长、动态性能差的问题。

发明内容

本发明的目的就在于克服上述现有技术的缺点和不足，提供一种距离测 量装置，利用该装置可以高精度测量出应答机和询问机之间的实际距离。本发明 还提供了利用该装置的距离测量方法及实际距离测量方法。

本发明解决上述问题所采用的技术方案是：

一种距离测量装置，包括询问机和应答机，所述询问机包括：T/R组件A、 调制解调模块A、基带信号采集模块A、基带信号生成模块A、控制器A以及与 控制器A连接的存储器A；

T/R组件A用于接收和发送射频信号；调制解调模块A用于从T/R组件A中 接收射频信号并解调成I、Q两路模拟基带信号发送给基带信号采集模块A，并 从基带信号生成模块A中接收I、Q两路模拟基带信号并调制成射频信号发送给 T/R组件A；基带信号采集模块A用于将调制解调模块A输出的I、Q两路模拟基 带信号转化为I、Q两路数字基带信号并发送给控制器A；基带信号生成模块A 用于将控制器A发送的I、Q两路数字基带信号转换成I、Q两路模拟基带信号并 发送给调制解调模块A；控制器A用于将存储器A中存储的I、Q两路数字基带 信号发送给基带信号生成模块A，从基带信号采集模块A接收I、Q两路数字基 带信号，并根据接收的数字基带信号和从存储器A中读取的数字基带信号计算应 答机与询问机的距离；

所述应答机包括：T/R组件B、调制解调模块B、基带信号采集模块B、基带 信号生成模块B、包络检波器、控制器B以及与控制器B连接的存储器B；所述 控制器B具有延时时间预设模块，延时时间预设模块用于设置应答机的信号发送 延时时间；

T/R组件B用于接收和发送射频信号；调制解调模块B用于从T/R组件B中 接收射频信号并解调成I、Q两路模拟基带信号发送给基带信号采集模块B，并 从基带信号生成模块B中接收I、Q两路模拟基带信号并调制成射频信号发送给 T/R组件B；基带信号采集模块B用于将调制解调模块B输出的I、Q两路模拟基 带信号转化为I、Q两路数字基带信号并发送给控制器B；基带信号生成模块B 用于将控制器B发送的I、Q两路数字基带信号转换成I、Q两路模拟基带信号并 发送给调制解调模块B；控制器B用于从基带信号采集模块B接收I、Q两路数 字基带信号存储到存储器B中，并在到达延时时间后读取存储器B中的I、Q两 路数字基带信号发送给基带信号生成模块B；所述包络检波器的输入端连接调制 解调模块B、输出端连接控制器B，用于检测询问机信号是否来临，并在询问机 信号来临时产生一个触发信号输出至控制器B，触发控制器B启动基带信号采集 模块B开始采集模拟基带信号；此处所述的采集模拟基带信号就是指基带信号采 集模块B将调制解调模块B输出的I、Q两路模拟基带信号转化为I、Q两路数字 基带信号并发送给控制器B，该过程就是基带信号采集模块B采集模拟基带信号 的过程。本技术方案中，距离测量装置能够通过预设参数来控制应答机的转发信 号的延时时间长短，延时时间可以灵活设置，还可以采用不同延时区分不同应答 机，因此能够在大量应答机情形下保持高动态性，可以高精度测量出应答机和询 问机之间的距离。

作为本发明的进一步改进，所述T/R组件B和T/R组件A的结构相同， 均包括天线、收发开关、低噪声放大器、功率放大器以及2个带通滤波器；收发 开关与天线相连，用于控制发射射频信号和接收射频信号的切换，一个带通滤波 器连接在收发开关的输出端与低噪声放大器的输入端之间，功率放大器连接在另 一个带通滤波器的输出端与收发开关的输入端之间。

作为本发明的又一改进，所述调制解调模块A包括本振FS1、0/90°功 分器G1、正交解调器A和正交调制器A；0/90°功分器G1的输入端连接本振FS1 的输出端；

正交解调器A包括I路混频器H11、Q路混频器H12、I路带通滤波器BPF13、 Q路带通滤波器BPF14、I路放大器F11、Q路放大器F12，I路混频器H11、Q路 混频器H12的信号输入端均与T/R组件A的输出端相连，I路混频器H11的本振 输入端连接0/90°功分器G1的0°直通端口，Q路混频器H12的本振输入端连 接0/90°功分器G1的90°移相输出端口；I路带通滤波器BPF13的输入端连接 I路混频器H11的输出端、输出端连接I路放大器F11的输入端；Q路带通滤波 器BPF14的输入端连接Q路混频器H12的输出端、输出端连接Q路放大器F12的 输入端；

正交调制器A包括I路混频器H13、Q路混频器H14、加法器A1，I路混频 器H13、Q路混频器H14的信号输入端与基带信号生成模块A的输出端相连，I 路混频器H13的本振输入端连接0/90°功分器G1的0°直通端口，Q路混频器 H14的本振输入端连接0/90°功分器G1的90°移相输出端口；I路混频器H13、 Q路混频器H14的输出端各连接加法器A1的一个输入端，加法器A1的输出端直 接连接T/R组件A的输入端；

所述调制解调模块B包括本振FS2、0/90°功分器G2、正交解调器B和正交 调制器B；0/90°功分器G2的输入端连接本振FS2的输出端；

正交解调器B包括I路混频器H21、Q路混频器H22、I路带通滤波器BPF23、 Q路带通滤波器BPF24、I路放大器F21、Q路放大器F22，I路混频器H21、Q路 混频器H22的信号输入端均与T/R组件B的输出端相连，I路混频器H21的本振 输入端连接0/90°功分器G2的0°直通端口，Q路混频器H22的本振输入端连 接0/90°功分器G2的90°移相输出端口；I路带通滤波器BPF23的输入端连接 I路混频器H21的输出端、输出端连接I路放大器F21的输入端；Q路带通滤波 器BPF24的输入端连接Q路混频器H22的输出端、输出端连接Q路放大器F22的 输入端；

正交调制器B包括I路混频器H23、Q路混频器H24、加法器A2，I路混频 器H23、Q路混频器H24的信号输入端均与基带信号生成模块B的输出端相连，I 路混频器H23的本振输入端连接0/90°功分器G2的0°直通端口，Q路混频器 H24的本振输入端连接0/90°功分器G2的90°移相输出端口；I路混频器H23、 Q路混频器H24的输出端各连接加法器A2的一个输入端，加法器A2的输出端直 接连接T/R组件B的输入端。

进一步，所述基带信号采集模块A与基带信号生成模块A的转换时钟相 同，且与调制解调模块A中的本振FS1同源或者直接由本振FS1分频获得；基带 信号采集模块B与基带信号生成模块B的转换时钟相同，且与调制解调模块B中 的本振FS2同源，或者直接由本振FS2分频获得。本技术方案中，应答机中正交 解调与调制同本振，且基带信号的数模转换、模数转换时钟与本振相干，应答机 的接收信号在经过正交解调、采集存储、延时、提取恢复、正交调制这一系列处 理后变换为应答机的转发信号，该转发信号与接收信号仅存在相位变化，两者的 相位差仅与传播延时和预设的延时时间有关，与询问机和应答机之间的时钟同步 误差无关，且本地时钟不影响信号相干性，因此测距精度高。

进一步，所述控制器A和控制器B均具有两个基带信号输入端口和两 个基带信号输出端口；

所述基带信号采集模块A和基带信号采集模块B结构相同，均包括两路同步 采样的A/D转换器；基带信号采集模块A的两个A/D转换器的输入端连接调制解 调模块A的输出端、输出端连接控制器A，将调制解调模块A输出的I、Q两路 模拟基带信号分别转化为I、Q两路数字基带信号后传输至控制器A；基带信号 采集模块B的两个A/D转换器的输入端连接调制解调模块B的输出端，输出端连 接控制器B，将调制解调模块B输出的I、Q两路模拟基带信号分别转化为I、Q 两路数字基带信号后传输至控制器B；

所述基带信号生成模块A与基带信号生成模块B结构相同，均包括两路同步 转换的D/A转换器和两个带通滤波器；基带信号生成模块A的两路D/A转换器的 输入端连接控制器A且各连接到一个基带信号输出端口上，输出端各通过一个带 通滤波器连接调制解调模块A，分别将控制器A发送的I、Q两路数字基带信号 转换成I、Q两路模拟基带信号，并发送至调制解调模块A中；基带信号生成模 块B的两路D/A转换器的输入端连接控制器B且各连接到一个基带信号输出端口 上，输出端各通过一个带通滤波器连接调制解调模块B，分别将控制器B发送的 I、Q两路数字基带信号转换成I、Q两路模拟基带信号，并发送至调制解调模块 B中。

一种距离测量装置的测量方法，包括以下步骤：

步骤1.询问机与应答机建立通信，询问机进入发射状态，应答机进入接收 状态；

步骤2.询问机读取存储器A中存储的I、Q两路数字基带信号，I、Q两路 数字基带信号通过基带信号生成模块A进行数模转换、调制解调模块A进行正交 调制后转换为射频信号，射频信号经过T/R组件A发射；

步骤3.应答机通过T/R组件B接收信号，并经过调制解调模块B正交解调 后变为I、Q两路模拟基带信号，包络检波器对解调后的模拟基带信号进行检波， 当检测到询问机发射信号来临时，控制器B启动基带信号采集模块B将I、Q两 路模拟基带信号转化为I、Q两路数字基带信号，再由控制器B将I、Q两路数字 基带信号存储在存储器B中；

步骤4.应答机达到延时时间N时，控制器B提取步骤3中存储在存储器B 中的I、Q两路数字基带信号发送给基带信号生成模块B，基带信号生成模块B 将I、Q两路数字基带信号变转化为I、Q两路模拟基带信号，I、Q两路模拟基 带信号再经过调制解调模块B的正交调制变为射频信号，经T/R组件B发射；

步骤5.询问机的T/R组件A接收应答机发回的射频信号，该射频信号通过 调制解调模块A正交解调变换为I、Q两路模拟基带信号，经过基带信号采集模 块A再将I、Q两路模拟基带信号转化为I、Q两路数字基带信号发送给控制器A；

步骤6.控制器A计算步骤5中获得的I、Q两路数字基带信号与步骤2中读 取的I、Q两路数字基带信号的相位差，并根据相位差计算出询问机与应答机之 间的距离。本技术方案的测量方法中，应答机和询问机的通信与测距共信道，不 需要额外的通信模块，降低系统的结构复杂度与成本。

进一步，在步骤1之前还包括预设延迟时间步骤：设置应答机的延迟 时间N的值。

进一步，在预设延迟时间步骤中，所述应答机数量为多个时，将不同 的应答机的延迟时间设定为不同值。

实际距离测量方法，采用上述任一技术方案中的一种距离测量装置测 量实际距离，包括以下步骤：

S1、询问机与应答机建立通信，询问机进入发射状态,应答机进入接收状 态；

S2、询问机第一次发送测距信号：询问机读取存储器A中存储的数字基带 信号，并将数字基带信号进行数模转换、调制成频率为f_RF1的射频信号发射，发 射完毕后询问机切换到接收状态；

S3、应答机接收第一次测距信号：应答机处于接收状态，当检测到询问机 发射的测距信号时将解调后得到的模拟基带信号进行模数转换转化为数字基带 信号，再将其存入存储器B中，接收完毕后应答机切换到发射状态；

S4、应答机第一次发送测距转发信号：应答机从接收完毕开始计时，历经 时长N后，将存储器B中存储的数字基带信号取出转换成模拟信号，并调制后发 射，发射完毕应答机切换到接收状态，且应答机本振频率步进Δf；

S5、询问机第一次接收测距转发信号：询问机接收测距转发信号，并解调 后转化为数字基带信号，接收完毕后询问机切换到发射状态，且本振频率步进Δ f；

S6、询问机第一次计算相位差：计算步骤S5中接收的数字基带信号和步骤 S2中读取的数字基带信号的相位差ΔΦ；

S7、询问机第二次发送测距信号：询问机再次读取存储器A中存储的数字 基带信号，并将数字基带信号进行数模转换、调制成射频率为f_RF2的频信号发射， 其中，f_RF1与f_RF2的满足M和a为正整数，a＝1，且M与M+a 互质，发射完毕后询问机切换到接收状态；

S8、应答机第二次接收测距信号：应答机处于接收状态，当检测到询问机 发射的测距信号时将解调后得到的模拟基带信号进行模数转换转化为数字基带 信号，再将其存入存储器B中，接收完毕后应答机切换到发射状态；

S9、应答机第二次发送测距转发信号：应答机从接收完毕开始计时，历经 时长N后，将存储器B中存储的数字基带信号取出转换成模拟信号，并调制后发 射，发射完毕应答机切换到接收状态；

S10、询问机第二次接收测距转发信号：询问机接收的测距转发信号，并解 调后转化为数字基带信号，接收完毕后询问机切换到发射状态；

S11、询问机第二次处理接收的数据，计算出步骤S10中接收的数字基带信 号和步骤S7中读取的数字基带信号的相位差ΔΦ'；

S12、询问机计算实际距离R'；

实际距离R'满足以下关系：

$\left(\begin{array}{c}\Delta \Phi +2\pi n_1=2\pi f_{RF1}(\frac{2R^{\prime }}{c}+\frac{N}{f_{s2}})-2\pi \frac{f_2}{f_{s2}}N\\ \Delta {\Phi }^{\prime }+2\pi n_2=2\pi f_{RF2}(\frac{2R^{\prime }}{c}+\frac{N}{f_{s2}})-2\pi \frac{f_2+\Delta f}{f_{s2}}N\end{array}\right);$

其中，f₂为应答机第一次发送测距转发信号时的本振频率，f_s2为应答机 的基带信号采集模块的采样率，c为光速，N为应答机的延时时间；n₁、n₂分别为 询问机第一次发送测距信号和第二次发送测距信号时的模糊数，当a＝1时，n₁和n₂的关系有两种，n₁＝n₂或n₁＝n₂-1，此时可算得

$R^{\prime }=-\frac{c}{2\Delta f}(\frac{\Delta \Phi -{\mathrm{\Delta \Phi }}^{\prime }}{2\pi }-\frac{\Delta f}{f_{s2}}N)-\frac{cN}{2f_{s2}}$

或$R^{\prime }=-\frac{c}{2\Delta f}(\frac{\Delta \Phi -{\mathrm{\Delta \Phi }}^{\prime }}{2\pi }-\frac{\Delta f}{f_{s2}}N-1)-\frac{cN}{2f_{s2}};$

取上面两式中计算出的值为正的R'值作为应答机和询问机的实际距离。

综上，本发明的有益效果是：

1、本发明能够通过预设参数来控制应答机的转发信号的延时时间长短，延 时时间可以灵活设置，还可以采用不同延时区分不同应答机，因此能够在大量应 答机情形下保持高动态性；

2、本发明的应答机中正交解调与调制同本振，且基带信号的数模转换、模 数转换时钟与本振相干，应答机的接收信号在经过正交解调、采集存储、延时、 提取恢复、正交调制这一系列处理后变换为应答机的转发信号，该转发信号与接 收信号仅存在相位变化，两者的相位差仅与传播延时和预设的延时时间有关，与 询问机和应答机之间的时钟同步误差无关，且本地时钟不影响信号相干性，因此 测距精度高；

3、本发明的通信与测距共信道，不需要额外的通信模块，降低系统的结构 复杂度与成本；

4、本发明的实际距离测量方法可以高精度测量出应答机和询问机之间的实 际距离。

附图说明

图1是本发明的距离测量装置的一个具体实施例的结构示意图；

图2是实施例2中询问机中调制解调模块A的结构示意图；

图3是实施例2中应答机中调制解调模块B的结构示意图；

图4是实施例5中询问机的结构示意图；

图5是实施例5中应答机的结构示意图；

图6是实施例6中本发明应用于滑坡监测的示意图；

图7是本发明实施例6工作时序示意图；

图8是本发明实施例7工作时序示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地的详细说明，但本发明 的实施方式不限于此。

【实施例1】

如图1所示，一种距离测量装置，包括询问机和应答机，

所述询问机包括：T/R组件A、调制解调模块A、基带信号采集模块A、基带 信号生成模块A、控制器A以及与控制器A连接的存储器A；控制器A具有两个 基带信号输入端口和两个基带信号输出端口，一个基带信号输入端口用于接收I 路数字基带信号，另一个基带信号输入端口用于接收Q路数字基带信号，一个基 带信号输出端口用于输出I路数字基带信号，另一个基带信号输出端口用于输出 Q路数字基带信号；存储器A用于存储数字基带信号，该数字基带信号包括I路 数字基带信号和Q路数字基带信号，该数字基带信号可以由询问机本身产生并存 储在存储器A中，也可以为事先存储在询问机中的。所述应答机包括：T/R组件 B、调制解调模块B、基带信号采集模块B、基带信号生成模块B、包络检波器、 控制器B以及与控制器B连接的存储器B；控制器B也具有两个基带信号输入端 口和两个基带信号输出端口，这四个接口的作用同控制器A；存储器B用于存储 基带信号采集模块B采集的I、Q两路数字基带信号。所述控制器B具有延时时 间预设模块，延时时间预设模块用于设置应答机的信号发送延时时间，控制应答 机的转发I、Q两路数字基带信号的延时时间长短，延时时间可以灵活设置。此 外，在具有多个应答机的情况下，还可以通过对不同的应答机设置不同的延时来 区分应答机，因此能够在大量应答机情形下保持高动态性。

询问机的调制解调模块A与T/R组件A连接，基带信号采集模块A、基 带信号生成模块A均连接在调制解调模块A与控制器A之间；应答机的调制解调 模块B与T/R组件B连接，基带信号采集模块B、基带信号生成模块B均连接在 调制解调模块B与控制器B之间；包络检波器的输入端连接调制解调模块B的解 调部分输出端、输出端连接控制器B，其具体的配合方式如下：

T/R组件A用于接收和发送射频信号；调制解调模块A用于从基带信号生成 模块A中接收I、Q两路模拟基带信号并调制成射频信号发送给T/R组件A，并 从T/R组件A接收射频信号并解调成I、Q两路模拟基带信号发送给基带信号采 集模块A；基带信号采集模块A的作用是模数转换，用于将调制解调模块A输出 的I、Q两路模拟基带信号转化为I、Q两路数字基带信号并发送给控制器A；基 带信号生成模块A的作用是数模转换，用于将控制器A发送的I、Q两路数字基 带信号转换成I、Q两路模拟基带信号并发送给调制解调模块A；控制器A用于 将存储器A中存储的I、Q两路数字基带信号发送给基带信号生成模块A，从基 带信号采集模块A接收I、Q两路数字基带信号，并根据接收的数字基带信号和 从存储器A中读取的数字基带信号计算应答机与询问机的距离；

T/R组件B用于接收和发送射频信号；调制解调模块B用于从基带信号生成 模块B中接收I、Q两路模拟基带信号并调制成射频信号发送给T/R组件B，并 从T/R组件B接收射频信号并解调成I、Q两路模拟基带信号发送给基带信号采 集模块B；基带信号采集模块B的作用是模数转换，用于将调制解调模块B输出 的I、Q两路模拟基带信号转化为I、Q两路数字基带信号并发送给控制器B；基 带信号生成模块B的作用是数模转换，用于将控制器B发送的I、Q两路数字基 带信号转换成I、Q两路模拟基带信号并发送给调制解调模块B；控制器B用于 从基带信号采集模块B接收I、Q两路数字基带信号存储到存储器B中，并在到 达延时时间后存储器B中的I、Q两路数字基带信号发送给基带信号生成模块B。

包络检波器用于检测询问机信号是否来临，并在询问机信号来临时产生 一个触发信号输出至控制器B，触发控制器B启动基带信号采集模块B，使基带 信号采集模块B开始采集模拟基带信号，基带信号采集模块B采集模拟基带信号 就是前述的基带信号采集模块B将调制解调模块B输出的I、Q两路模拟基带信 号转化为I、Q两路数字基带信号并发送给控制器B。前述询问机信号是指询问 机发送给应答机的信号。

本实施例中，询问机与应答机的结构不同在于应答机中还包络检波器。 包络检波器能够检测到应答机的接收信号来临并产生一个触发信号输出至控制 器B，控制器B此时启动处于关闭状态的基带信号采集模块B，并将基带信号采 集模块B采集得到的数字基带信号存储在存储器B中。

前述I、Q两路模拟基带信号包括一I路模拟基带信号和一Q路模拟基 带信号，共I路和Q路两路模拟基带信号；I、Q两路数字基带信号包括一I路 数字基带信号和一Q路数字基带信号，共I路和Q路两路数字基带信号。I、Q 两路模拟基带信号经模数转化变为I、Q两路数字基带信号，I、Q两路数字基带 信号经数模转化变为I、Q两路模拟基带信号。无论是模拟信号还是数字信号形 态，I信号(基带同相信号)和Q信号(基带正交信号)相位相差90°，I信号 变化相位90°即成为Q信号。

本实施例中的距离测量装置的测量方法，包括以下步骤：

步骤1.询问机与应答机建立通信，询问机进入发射状态，应答机进入接受 状态；

步骤2.询问机的控制器A读取存储器A中存储的数字基带信号，该数字基 带信号包括I路数字基带信号和Q路数字基带信号，I、Q两路数字基带信号通 过基带信号生成模块A进行数模转换、调制解调模块A进行正交调制后转换为射 频信号，射频信号经过T/R组件A发射；

步骤3.应答机通过T/R组件B接收询问机发送的射频信号，该射频信号经 过调制解调模块B正交解调后变为I、Q两路模拟基带信号，包络检波器对解调 后的I、Q两路模拟基带信号进行检波，当包络检波器检测到询问机发射信号来 临时，控制器B启动基带信号采集模块B将I、Q两路模拟基带信号转化为I、Q 两路数字基带信号发送给控制器B，再由控制器B将I、Q两路数字基带信号存 储在存储器B中；

步骤4.应答机的控制器B达到延时时间N时，控制器B提取步骤3中存储 在存储器B中的I、Q两路数字基带信号发送给基带信号生成模块B，基带信号 生成模块B将I、Q两路数字基带信号变转化为I、Q两路模拟基带信号，I、Q 两路模拟基带信号再经过调制解调模块B的正交调制变为射频信号，经T/R组件 B发射；

步骤5.询问机的T/R组件A接收应答机发回的射频信号，该射频信号通过 调制解调模块A的正交解调变换为I、Q两路模拟基带信号，基带信号采集模块 A再将I、Q两路模拟基带信号转化为I、Q两路数字基带信号发送给控制器A；

步骤6.控制器A计算步骤5中获得的I、Q两路数字基带信号与步骤2中读 取从存储器A中读取的I、Q两路数字基带信号的相位差，并根据相位差计算出 询问机与应答机之间的距离。

其中，应答机延迟的延时时间N可以预先设定，因此在步骤1之前还可 以包括预设延迟时间步骤，在该步骤中设置应答机的延迟时间N的值。所述应答 机数量为多个时，将不同的应答机的延迟时间设定为不同值。

【实施例2】

在实施例1的基础上，本实施例中对调制解调模块的结构进行进一步说明， 询问机的调制解调模块A和应答机的调制解调模块B的结构相同：都包括正交本 振、正交解调部分和正交调制部分，其中解调部分包括两路混频器、带通滤波器 和放大器，其输入与T/R组件的射频信号输出相连。调制部分同样包括两路混频 器、带通滤波器和一个加法器，其输出与T/R组件的射频信号输入相连。正交解 调部分的I路混频器的本振输入与正交调制部分的I路混频器的本振输入相同， 正交解调部分的Q路混频器的本振输入与正交调制部分的Q路混频器的本振输入 相同，它们为同一本振通过0/90°功分器产生的两路信号，其中功分器的直通 端口的与调制部分和解调部分的I路混频器的输入端相连，功分器的90°移相 输出端口与调制部分和解调部分的Q路混频器的输入端相连。

具体地，询问机的调制解调模块A和应答机的调制解调模块B的结构和 连接方式如下：

如图2所示，所述调制解调模块A包括本振FS1、0/90°功分器G1、正交解 调器A和正交调制器A；0/90°功分器G1的输入端连接本振FS1的输出端；

正交解调器A包括I路混频器H11、Q路混频器H12、I路带通滤波器BPF13、 Q路带通滤波器BPF14、I路放大器F11、Q路放大器F12，I路混频器H11、Q路 混频器H12的信号输入端均与T/R组件A的输出端相连，I路混频器H11的本振 输入端连接0/90°功分器G1的0°直通端口，Q路混频器H12的本振输入端连 接0/90°功分器G1的90°移相输出端口；I路带通滤波器BPF13的输入端连接 I路混频器H11的输出端、输出端连接I路放大器F11的输入端；Q路带通滤波 器BPF14的输入端连接Q路混频器H12的输出端、输出端连接Q路放大器F12的 输入端；I路混频器H11、I路带通滤波器BPF13、I路放大器F11用于解调出询 问机的I路模拟基带信号，Q路混频器H12、Q路带通滤波器BPF14、Q路放大器 F12用于解调出询问机的Q路模拟基带信号。

正交调制器A包括I路混频器H13、Q路混频器H14、加法器A1，I路混 频器H13、Q路混频器H14的信号输入端各连接基带信号生成模块A的一个基带 信号输出端口，I路混频器H13的本振输入端连接0/90°功分器G1的0°直通 端口，Q路混频器H14的本振输入端分别连接0/90°功分器G1的90°移相输出 端口；I路混频器H13、Q路混频器H14的输出端各连接加法器A1的一个输入端， 加法器A1的输出端连接T/R组件A的输入端。

如图3所示，所述调制解调模块B包括本振FS2、0/90°功分器G2、正 交解调器B和正交调制器B；0/90°功分器G2的输入端连接本振FS2的输出端；

正交解调器B包括I路混频器H21、Q路混频器H22、I路带通滤波器BPF23、 Q路带通滤波器BPF24、I路放大器F21、Q路放大器F22，I路混频器H21、Q路 混频器H22的信号输入端均与T/R组件B的输出端相连，I路混频器H21的本振 输入端连接0/90°功分器G2的0°直通端口，Q路混频器H22的本振输入端连 接0/90°功分器G2的90°移相输出端口；I路带通滤波器BPF23的输入端连接 I路混频器H21的输出端、输出端连接I路放大器F21的输入端；Q路带通滤波 器BPF24的输入端连接Q路混频器H22的输出端、输出端连接Q路放大器F22的 输入端；I路混频器H21、I路带通滤波器BPF23、I路放大器F21用于解调出应 答机的I路模拟基带信号，Q路混频器H22、Q路带通滤波器BPF24、Q路放大器 F22用于解调出应答机的Q路模拟基带信号。

正交调制器B包括I路混频器H23、Q路混频器H24、加法器A2，I路混 频器H23、Q路混频器H24的信号输入端各连接基带信号生成模块B的一个基带 信号输出端口，I路混频器H23的本振输入端连接0/90°功分器G2的0°直通 端口，Q路混频器H24的本振输入端连接0/90°功分器G2的90°移相输出端口； I路混频器H23、Q路混频器H24的输出端各连接加法器A2的一个输入端，加法 器A2的输出端连接T/R组件B的输入端。

上述0/90°功分器是指具有0度输出端口(也称为0°直通端口)、90度 输出端口(也称为90°移相输出端口)的功分器。所有的混频器的两个输入端 中一个作为信号输入端，该端称为“信号输入端”；另一个作为本振信号输入端， 该端称为“本振输入端”。

所述基带信号采集模块A与基带信号生成模块A的转换时钟相同，且与 调制解调模块A中的本振FS1同源或者直接由本振FS1分频获得；基带信号采集 模块B与基带信号生成模块B的转换时钟相同，且与调制解调模块B中的本振 FS2同源，或者直接由本振FS2分频获得。

本实施例中，应答机中正交解调与调制部分使用同一个本振，且基带信 号的数模转换、模数转换时钟与本振相干，应答机接收的信号在经过正交解调、 采集存储、延时、提取恢复、正交调制这一系列处理后变换为转发信号，该转发 信号与接收信号仅存在相位变化，两者的相位差仅与传播延时和预设的延时时间 有关，与询问机和应答机之间的时钟同步误差无关，且本地时钟不影响信号相干 性，因此测距精度高。

【实施例3】

在实施例2的基础上，本实施例中对T/R组件的结构进行进一步说明。T/R 组件是无线通信系统或雷达系统中的基本组件，其结构通常由天线、收发开关、 带通滤波器、低噪声放大器以及功率放大器构成，T/R组件的作用是发射和接收 射频信号，其切换发射与接收状态的控制信号由控制器给出。本实施例中，询问 机的T/R组件A和应答机的T/R组件B的结构和连接方式如下：

如图4所示，T/R组件A包括天线A、收发开关A、低噪声放大器LNA1、功 率放大器PA1、带通滤波器BPF11、带通滤波器BPF12；收发开关A与天线A相 连，用于控制发射射频信号和接收射频信号的切换，因此其具有一个输入端和一 个输出端；带通滤波器BPF11的输入端连接收发开关A的输出端、输出端连接低 噪声放大器LNA1的输入端，低噪声放大器LNA1的输出端同时连接I路混频器 H11、Q路混频器H12，向I路混频器H11、Q路混频器H12输出射频信号；带通 滤波器BPF12的输入端连接加法器A1的输出端，接入询问机待发送的射频信号， 功率放大器PA1的输入端连接带通滤波器BPF12的输出端，输出端连接收发开关 A的输入端。

如图5所示，T/R组件B包括天线B、收发开关B、低噪声放大器LNA2、 功率放大器PA2、带通滤波器BPF21、带通滤波器BPF22；收发开关B与天线B 相连，用于控制发射射频信号和接收射频信号的切换，因此其具有一个输入端和 一个输出端；带通滤波器BPF21的输入端连接收发开关B的输出端、输出端连接 低噪声放大器LNA2的输入端，低噪声放大器LNA2的输出端同时连接I路混频器 H21、Q路混频器H22，向I路混频器H21、Q路混频器H22输出射频信号输出射 频信号；带通滤波器BPF22的输入端连接加法器A2的输出端，接入应答机待发 送的射频信号，功率放大器PA2的输入端连接带通滤波器BPF22的输出端，输出 端连接收发开关B的输入端。

【实施例4】

在实施例2或实施例3的基础上，本实施例中对基带信号采集模块、基带信 号生成模块的结构进行进一步说明：询问机和应答机的基带信号采集模块、基带 信号生成模块结构均相同，基带信号采集模块由两路同步采样的A/D转换器构 成，它们分别调制解调模块输出的I、Q两路模拟基带信号转换成数字基带信号， 并传输至控制器；基带信号生成模块由两路同步转换的D/A转换器、滤波器构成， 它们分别将控制器发送的I、Q两路数字基带信号转换成模拟基带信号并发送至 调制解调模块中的调制部分；具体地：本实施例中基带信号采集模块A、基带信 号采集模块B、基带信号生成模块A、基带信号生成模块B的结构和连接方式如 下：

所述基带信号采集模块A和基带信号采集模块B结构相同，均包括两路同步 采样的A/D转换器。

如图4所示，基带信号采集模块A的两个A/D转换器分别为ADC11、ADC12， ADC11的输入端连接I路放大器F11的输出端，ADC12的输入端连接Q路放大器 F12的输出端，ADC11、ADC12的输出端连接到控制器A上且各连接控制器A的一 个基带信号输入端口；ADC11将I路放大器F11输出的I路模拟基带信号转化为 I路数字基带信号后传输至控制器A，ADC12将Q路放大器F12输出的Q路模拟 基带信号转化为Q路数字基带信号后传输至控制器A；

如图5所示，基带信号采集模块B的两个A/D转换器连接控制器B，分别为 ADC21、ADC22，ADC21的输入端连接I路放大器F21的输出端，ADC22的输入端 连接Q路放大器F22的输出端，ADC121、ADC22的输出端连接到控制器B上且各 连接控制器B的一个基带信号输入端口；ADC21将I路放大器F21输出的I路模 拟基带信号转化为I路数字基带信号后传输至控制器B，ADC22将Q路放大器F22 输出的Q路模拟基带信号转化为Q路数字基带信号后传输至控制器B；

如图5所示，所述基带信号生成模块B包括两路同步转换的D/A转换器和两 个带通滤波器，基带信号生成模块B的两路D/A转换器分别为DAC21、DAC21， 两个带通滤波器分别为BPF25和BPF26；DAC21和DAC21的输入端连接控制器B 且各连接到控制器B的一个基带信号输出端口上，DAC21的输出端通过带通滤波 器BPF25连接I路混频器H23的输入端，DAC22的输出端通过带通滤波器BPF26 连接Q路混频器H24的输入端，DAC21将控制器B发送的I路数字基带信号转换 成I路模拟基带信号后通过带通滤波器BPF25滤波后发送至调制解调模块B，具 体是发送给混频器H23的信号输入端；ADC22将控制器B发送的Q路数字基带信 号转换成Q路模拟基带信号后通过带通滤波器BPF26滤波后发送至调制解调模块 B，具体是发送给混频器H24的信号输入端；

如图4所示，所述基带信号生成模块A也包括两路同步转换的D/A转换器和 两个带通滤波器，基带信号生成模块A的两路D/A转换器分别为DAC11、DAC11， 两个带通滤波器分别为BPF15和BPF16；DAC11和DAC11的输入端连接控制器A 且各连接到一个基带信号输出端口上，DAC11的输出端通过带通滤波器BPF15连 接I路混频器H13的输入端，DAC12的输出端通过带通滤波器BPF16连接Q路混 频器H14的输入端，DAC11将控制器A发送的I路数字基带信号转换成I路模拟 基带信号后通过带通滤波器BPF15滤波后发送至调制解调模块A，具体是发送给 混频器H13的信号输入端；ADC12将控制器A发送的Q路数字基带信号转换成Q 路模拟基带信号后通过带通滤波器BPF16滤波后发送至调制解调模块A，具体是 发送给混频器H14的信号输入端。

所述包络检波器的输入端与带通滤波器BPF21的输出端相连，输出 端与控制器B的信号检测输入端相连，它能够检测到接收信号来临并产生一个触 发信号输出至控制器B。

控制器是询问机与应答机的控制核心，询问机与应答机的控制器功 能不完全相同：在测距模式下，询问机中的控制器A一方面要读取存储器A中的 I、Q两路数字基带信号发送给基带信号生成模块A，一方面要进行数字信号处理， 以获得调制解调模块A输入的I、Q两路数字基带信号与从存储器A中读取的数 字基带信号的相位差。应答机中的控制器B接收到包络检波器输出的触发信号 后，控制基带信号采集模块B对I、Q两路模拟基带信号进行采样得到I、Q两路 数字基带信号，并将其写入存储器B中；信号采样完成并经过预设的延时时间N 后，又从存储器B中将数据读出，并发送给基带信号生成模块B；在通信模式下， 询问机与应答机的控制器功能相同，均是通信信号产生器与通信信号处理器。

【实施例5】

本实施例中，在实施例1-4的基础上，提供一种完整的应答机和询问机的结 构，图4是本实施例中询问机的完整结构示意图；图5是本实施例中应答机的完 整结构示意图。应答机和询问机的主体结构同实施例1；T/R组件A和T/R组件 B的结构同实施例3；基带信号采集模块A、基带信号采集模块B的结构同实施 例4；调制解调模块A和调制解调模块B的结构同实施例2，基带信号生成模块 A、基带信号生成模块B的结构同实施例4。

本实施例中的询问机和应答机均主要选用3个芯片：主控制器采用 STM32F407，调制解调器采用MAX2829，射频前端即T/R组件采用SE5516A构成。 其中主控制器选用STM32F407系列芯片，该芯片内部集成了两个ADC、两个DAC， 最高转换速率为2.4MSPS并且支持同时两路同时模数转换和数模转换，芯片内部 还集成了最大1MB的FLASH存储器。调制解调器选用MAX2829芯片，该芯片集成 了2.4G和5G双波段正交调制和正交解调器的全部电路，只需要功率放大器、RF 开关、RF带通滤波器、及少量无源元件即可实现无线通信。射频前端选用SE5516A 芯片，该芯片是双波段射频前端芯片，集成了功率放大器、低噪声放大器、收发 开关这些射频组件。

图5中，应答机的接收通路由顺序连接的天线B、收发开关B、带通滤波 器BPF21、低噪声放大器LNA2、正交解调器B以及基带信号采集模块B构成；应 答机的发射通路由顺序连接的基带信号生成模块B、正交调制器B、带通滤波器 BPF22、功率放大器PA2和收发开关B构成。应答机的控制器B的两个基带信号 输入接口从基带信号采集模块B中分别接入I、Q两路数字基带信号，其两个基 带信号输出接口分别向基带信号生成模块B输出I、Q两路数字基带信号，其输 入的I、Q两路数字基带信号与基带信号采集模块B的两路A/D转换器的输出端 相连，其输出的I、Q两路数字基带信号与基带信号生成模块B的两路D/A转换 器的输入端相连。

本实施例中，应答机中的本振FS2采用一个频率综合器，它在应答机中 的负责全局时钟管理，为控制器B、基带信号采集模块B的A/D转换器、基带信 号生成模块B的D/A转换器提供参考时钟信号，同时为正交调制器B和正交解调 器B产生本振信号，它产生的本振信号经过0/90°功分器G2分为两路，其中一 路直接输出，另一路经过90°移相器后输出。正交解调器B中的I路混频器以 及正交调制器B中的I路混频器的本振输入端与0/90°功分器G2的直接输出的 本振信号相连，正交解调器B中的Q混频器以及正交调制器B中的Q路混频器的 本振输入端与经过0/90°功分器G2的90°移相输出的本振信号相连。

本振FS2采用上述设置，使得本振信号和A/D转换器、D/A转换器的转换 时钟同源或相干，应答机的接收信号和转发信号与应答机本地的时钟完全无关， 转发信号的频率与应答机本振的频率和相位无关，仅存在固定的相位差，以及固 定的预设延时产生的相位滞后，因此解决了应答机与询问机时钟同步问题。

与上述应答机构成完整的距离测量装置还需要与之匹配的询问机，询问 机的作用是产生和发射测距信号、接收应答机转发的测距信号以及相位测量并进 行距离解算。询问机的结构除包络检波器外与应答机的结构完全相同，不同在于 控制器内部的控制。应答机中的控制器B在检测到信号来临后控制基带信号采集 模块B开始采集基带信号，并将基带信号采集模块B输出的数字信号存储在存储 器B中，在延时预设的延迟时间N到达时，控制器B再将存储器B中存储的数字 基带信号提取出来输出给基带信号生成模块B。询问机中的控制器A首先从存储 器A中读取出事先存储的数字基带信号，输出至基带信号生成模块A，经过数模 转换、调制等处理之后询问机发射射频信号，然后控制器A将询问机切换到接收 状态，并持续读取存储器A中的数字基带信号作为相位测量的本地基准信号，控 制基带信号采集模块A开始采集基带信号，最后控制器A通过比较接收的数字基 带信号与本地基准信号间的相位获得收发信号间的相位差，扣除预设的应答机延 时时间，即可计算出询问器与应答机之间的距离。

询问机与应答机在开始测距之前先要进行通信，以确定射频信号频率与 延时长短并分别进入发射和接收的工作状态。实现通信并不需要额外的通信模 块，只需利用现有的结构即可：在询问机中，由控制器A产生相应的命令控制字 并在信号发生器中生成经过调制的包含信息的通信信号，再经过滤波、功率放大 以及T/R组件A发射出去；应答机将接收到的通信信号接收并解调，在经过控制 器B处理得到相应的信息即可建立通信。本实施例中，询问机与应答机的通信与 测距共信道，不需要额外的通信模块，降低系统的结构复杂度与成本。

下面具体介绍基于本实施例中的装置的测距方法，包括以下步骤：

步骤1.询问机与应答机通信，通信过程为：询问机发出测距请求指令和信 号频率、延时时长参数，应答机接收并回复测距应答指令；建立通信后，询问机 进入发射状态,应答机进入接收状态；

步骤2.询问机在控制器A的控制下从存储器A中读取I、Q两路数字基带 信号，I、Q两路数字基带信号分别经过ADC11、ADC12转换成I、Q两路模拟基 带信号分别经过BPF15、BPF16滤波，输入正交调制器A调制成射频信号，再经 过BPF12带通滤波和PA1功率放大后通过天线A发射出去，控制器A控制收发开 关A的状态将询问机切换为接收状态；

步骤3.应答机的天线B接收到射频信号，并经过带通滤波器BPF21和低噪 声放大器LNA2处理后分为两路分别输入正交解调器B的I路混频器H21和Q路 混频器H22，H21、H22输出的I、Q两路模拟基带信号分别经过BPF23、BPF24 带通滤波，然后在包络检波器输出的触发信号的作用下，控制器B控制模数转换 器ADC21和ADC22将I、Q两路模拟基带信号转换为I、Q两路数字基带信号分别 送入存储器B存储；

步骤4.经历预设延时时间N后，控制器B首先通过控制收发开关B将应答 机切换为发射状态，然后将步骤Ⅲ存储到存储器B中的I、Q两路数字基带信号 提取出来发送给基带信号生成模块B，I、Q两路数字基带信号分别经过ADC21、 ADC22进行数模转换、再分别经过BPF25、BPF26进行带通滤波处理后输入正交 调制器B的I路混频器H23和Q路混频器H24混频后送入加法器A2，正交调制 器B的输出信号在经过BPF22带通滤波和PA2功率放大后经过天线B发射出去， 最后，控制器B控制收发开关B的状态将应答机切换为接收状态；

步骤5.询问机的TR组件A接收应答机转发的信号，并通过正交解调器A 将接收信号解调成I、Q两路模拟基带信号，I、Q两路模拟基带信号被基带信号 采集模块A转换成I、Q两路数字基带信号后发送给控制器A；

步骤6.询问机的控制器A计算步骤5中获得的I、Q两路数字基带信号与步 骤2中读取的进行数字信号处理I、Q两路数字基带信号的相位差，并根据该相 位差以及对应的射频信号频率解算出询问机与应答机之间的距离。

在上述过程中，设步骤2中询问机从存储器A中读取的I、Q两路正交的 数字基带信号分别为

x_b1I(n)＝cos(ωn)

；

x_b1Q(n)＝sin(ωn)

其中ω为I、Q两路数字基带信号的频率。I、Q两路数字基带信号分别经过 DAC11、DAC12执行D/A转换(采样率为f_s1)以及分别经过带通滤波器BPF15、 BPF16滤波后变为I、Q两路模拟基带信号，I、Q两路模拟基带信号的表达式分 别为

x_b1I(t)＝cos(ωf_s1t)

；

x_b1Q(t)＝sin(ωf_s1t)

I、Q两路模拟基带信号再经过调制解调模块A正交调制(正交本振频率为 f₁，即FS1的频率为f₁，初相为)，得到询问机发射的射频信号，该射频信号的 表达式为

其中，f_RF＝f₁+ωf_s1/2π，表示询问机发射的射频信号的频率，A为发射的 射频信号幅度。

步骤3中，应答机的接收信号为

其中τ₁为信号从询问机到达应答机的传播延时,B为应答机接收的射频信号 幅度。应答机接收的射频信号首先经带通滤波器BPF21选频、低噪声放大器LNA2 放大后，分两路进行正交混频，其中正交解调所需的正交本振与询问机的正交本 振理论上频率相同，但是实际情况难以实现，设应答机本振信号频率(也叫本振 频率)为f₂，初相为经过调制解调模块B解调和滤波、基带信号采集模块B 进行A/D转换(ADC21和ADC22执行，采样率为f_s2)后的I、Q两路数字基带信 号分别为

其中，b为经ADC21和ADC22采样后的I、Q两路数字基带信号的幅度值。 控制器B将I、Q两路数字基带信号存储到存储器B。

步骤4中，待延时时间N到达时，控制器B再将存储器B中的I、Q两路 数字基带信号提取出来发送给基带信号生成模块B，延时N后控制提取出的I、Q 两路数字基带信号为

I、Q两路数字基带信号经过基带信号生成模块B进行D/A转换、分别经过 带通滤波器BPF25和BPF26滤波、调制解调模块B进行正交调制得到应答机转发 的射频信号为

其中d为应答机转发的射频信号x_t2(t)的幅度。

步骤5中，经历时间τ₂，τ₂为信号从应答机到达询问机的传播延时，询 问机接收到应答机发射的射频信号，此射频信号表达式为

其中，D为询问机接收到的射频信号幅度；

询问机接收的射频信号经带通滤波器BPF11选频、低噪声放大器LNA1放大 后，分两路在调制解调模块A中进行正交混频，得到I、Q两路模拟基带信号， 其表达式为

$\begin{array}{c}{x}_{rI}\left(t\right)=\cos [{\mathrm{\omega f}}_{s1}t-2{\mathrm{\pi f}}_{RF}({\tau }_1+{\tau }_2+\frac{N}{f_{s2}})+2\pi \frac{f_2}{f_{s2}}N]\\ x_{rQ}\left(t\right)=\sin [{\mathrm{\omega f}}_{s1}t-2{\mathrm{\pi f}}_{RF}({\tau }_1+{\tau }_2+\frac{N}{f_{s2}})+2\pi \frac{f_2}{f_{s2}}N]\end{array};$

I、Q两路模拟基带信号最后被基带信号采集模块A的A/D转换器转换成I、 Q两路数字基带信号，其表达式为

$\begin{array}{c}{x}_{rI}\left(n\right)=\cos [\omega n-2{\mathrm{\pi f}}_{RF}({\tau }_1+{\tau }_2+\frac{N}{f_{s2}})+2\pi \frac{f_2}{f_{s2}}N]\\ x_{rQ}\left(n\right)=\sin [\omega n-2{\mathrm{\pi f}}_{RF}({\tau }_1+{\tau }_2+\frac{N}{f_{s2}})+2\pi \frac{f_2}{f_{s2}}N]\end{array}.$

步骤6中，询问机根据步骤5中由基带信号采集模块A的A/D转换器转 换成I、Q两路数字基带信号就可以其算出该I、Q两路数字基带信号与步骤2中 读取的I、Q两路数字基带信号就可以计算出相位差并根据相位差计算出应答机 和询问机的相对距离R，相位差为

$\Delta \Phi =2{\mathrm{\pi f}}_{RF}({\tau }_1+{\tau }_2+\frac{N}{f_{s2}})-2\pi \frac{f_2}{f_{s2}}N;$

可以看出，相位差ΔΦ包含有电磁波往返应答机和询问机的传播时间,假设 往返时间相同，即τ₁＝τ₂，而发射频率f_RF、延时N/f_s2为固定值，而f₂、f_s2在 应答机中采用频率综合器实现，f₂/f_s2为固定值，因此只要测得询问机的接收信 号与存储器A中发射信号的相位差，即可解算出应答机和询问机之间的相对距离 R。

$R=\frac{c}{2}(\frac{\Delta \Phi }{2{\mathrm{\pi f}}_{RF}}+\frac{f_2}{f_{s2}{f}_{RF}}N-\frac{N}{f_{s2}}).$

在本实施例中，询问机与应答机的结构相同，可以复用，只需要修改控 制程序即可，因此是本发明的优选实施方案。

利用上述结构构成的询问机可以与多个应答机组成测距网络，例如可以 实现滑坡检测，下面举两个具体应用的实施例说明。

【实施例6】

如图6所示，本实施例中的距离测量装置由一个询问机和3个应答机组成， 构成一个的滑坡监测网，其中询问机固定在一个地质结构较稳定的地点，3个应 答机分开固定在滑坡灾害威胁较大的边坡上。设射频信号频率为2.45GHz，I、Q 两路数字基带信号频率为10kHz，该监测网络的工作时序如图7所示，询问机与 所有应答机的距离测量方法具体如下：

Step1、询问机与所有应答机通信，具体包括：询问机广播测距请求信号， 各应答机回复该应答机的应答信号，询问机接收所有应答机的应答信号，记录应 答机的个数以及它们的地址，询问机分配给每个应答机一个编号1、2、3，并各 对应一个延时时间，3个应答机的延时时间分别为：ΔT₁、ΔT₂、ΔT₃，应答机接 收后存储并将其对应设置为基带信号转发的延时时间；通信过程结束后，询问机 和所有应答机分别处于发射状态和接收状态；

Step2、询问机控制器A首先发射时长为Tp的测距信号，发射完毕后切换 到接收状态；

Step3、所有应答机接收时长为Tp的测距信号，并将测距信号解调、在各 自的包络检波器输出的触发信号的作用下转换成I、Q两路数字基带信号存入存 储器B中，接收完毕后切换到发射状态；

Step4、各应答机分别从接收完毕开始计时历经各自的延时时间ΔT_i(i＝1， 2，3)时长后，将存储器B中存储的I、Q两路数字基带信号取出来转换、调制 后发射出去，历经Tp时长后发射完毕，并切换到接收状态，该步骤相当于应答 机延时转发I、Q两路数字基带信号；

Step5、询问机接收应答机发来的时长为Tp的转发信号，解调、转换成I、 Q两路数字基带信号，接收完毕后开始处理接收的信号，计算出相位差ΔΦ_i(i＝1， 2，3)，由于ΔT_i(i＝1，2，3)的不同，使得三个应答机转发时间错开，询问机 能够分别对各应答机的转发信号分别进行处理；

Step6、询问机将获取的ΔΦ₁、ΔΦ₂和ΔΦ₃换算成相对距离并存储；

Step7、重复Step2～Step6，再得到一组相位值ΔΦ₁'、ΔΦ₂'、ΔΦ₃'换 算成相对距离并存储；

重复测量相对距离即可分析出微位移的变化情况，这种微位移变化对于滑 坡监测来说具有重要意义。

图7中Tx表示发射状态，Rx表示接收状态，τ11、τ12、τ13分别表 示信号从询问机到达应答机1、应答机2、应答机3的传播延时。

本实施例中，应答机和询问机对I、Q两路数字基带信号和I、Q两路数 字模拟信号以及射频信号之间的转化处理同实施例5，Step2-Step6的处理和 计算同实施例5中的步骤2-步骤6，本实施例中不再赘述。

【实施例7】

本实施例中的应答机与询问机与上一个实施例的结构相同，不同的是实施 例6在监测微位移变化时只需要获取两点之间相对位移的变化，而本实施例能够 测量实际距离，本实施例意在说明本发明同样具有高精度距离测量能力。

理论上测得相位差就能解算出真实距离，但是实际上信号的周期性，相 位检测模块输出的相位差值范围只在2π范围内，相位差的测量值并不是直接等 于由传播延时造成的相位差，而是在后者的基础上减去2π的整数倍后的值，因 此在相位法测距中一般存在模糊问题，一种简单而有效的解模糊方法就是发射多 种频率的测距信号分别测得相位，再联合处理。

本实施例中测距装置的结构与上一个实施例完全相同，因此不再赘述， 这里主要介绍询问机与应答机的时序控制与距离的解算方法，以一个应答机和一 个询问机为例，其他应答机与询问机的测距方式与之相同。

测距过程时序如图8所示，一种实际距离测量方法，具体步骤如下：

S1、询问机与应答机建立通信，具体包括：询问机广播测距请求信号，应 答机回复应答信号并进入接收状态，询问机接收应答信号并进入发射状态；

S2、询问机第一次发送测距信号：询问机的控制器A首先从存储器A中读 取时长为Tp的数字基带信号，该数字基带信号包括I路数字基带信号、Q路数 字基带信号，并将该数字基带信号进行数模转换、调制成频率为f_RF1的射频信号 发射，发射完毕后询问机切换到接收状态；

S3、应答机接收第一次测距信号：经过时间τ1后，应答机接收时长为Tp 的测距信号，并将测距信号解调、在包络检波器输出的触发信号的作用下转化为 I、Q两路数字基带信号存入存储器B中，接收完毕后应答机切换到发射状态；

S4、应答机第一次发送测距转发信号：应答机从接收完毕开始计时，历经 时长N后，将步骤S3中存储在存储器B中的数字基带信号取出转换成模拟信号， 并调制后发射，历经Tp时长后发射完毕，发射完毕应答机切换到接收状态，且 应答机本振频率步进Δf；

S5、询问机第一次接收测距转发信号：询问机接收时长为Tp的测距转发信 号，并解调后转化为I、Q两路数字基带信号，接收完毕后询问机切换到发射状 态，且本振频率步进Δf；

S6、询问机第一次计算相位差：计算步骤S5中接收的数字基带信号和步骤 S2中读取的数字基带信号的相位差ΔΦ；

S7、询问机第二次发送测距信号：询问机再次读取存储器A中存储的时长 为Tp的数字基带信号，该数字基带信号包括I路数字基带信号、Q路数字基带 信号，并将数字基带信号进行数模转换、调制成频率为f_RF2的射频信号发射，发 射完毕后询问机切换到接收状态，f_RF2＝Δf+f_RF1；f_RF1与f_RF2的选取满足式关系 M和a为正整数，a＝1，且M与M+a互质；

S8、应答机第二次接收测距信号：应答机接收时长为Tp的测距信号，并解 调后转化为I、Q两路数字基带信号存入存储器B中，接收完毕后应答机切换到 发射状态；

S9、应答机第二次发送测距转发信号：应答机从接收完毕开始计时，历经 时长N后，将步骤S8中存储到存储器B中的I、Q两路数字基带信号取出转换成 模拟信号，并调制后发射，发射完毕应答机切换到接收状态；

S10、询问机第二次接收测距转发信号：询问机接收时长为Tp的测距转发 信号，并解调后转化为I、Q两路数字基带信号，接收完毕后询问机切换到发射 状态；

S11、询问机第二次处理接收的数据，计算出步骤S10中接收的数字基带信 号和步骤S7中产生的数字基带信号的相位差ΔΦ'；

S12、询问机根据两次测距的频率与ΔΦ和ΔΦ'综合计算，得出距离计算实 际距离R'。

实际距离R'与发射信号频率f_RF1、f_RF2和所测得的相位值满足以下关系

$\left(\begin{array}{c}\Delta \Phi +2\pi n_1=2\pi f_{RF1}(\frac{2R^{\prime }}{c}+\frac{N}{f_{s2}})-2\pi \frac{f_2}{f_{s2}}N\\ \Delta {\Phi }^{\prime }+2\pi n_2=2\pi f_{RF2}(\frac{2R^{\prime }}{c}+\frac{N}{f_{s2}})-2\pi \frac{f_2+\Delta f}{f_{s2}}N\end{array}\right);$

其中，f₂为应答机第一次发送测距转发信号时的本振频率，f_s2为应答机的 基带信号采集模块的采样率，c为光速，N为应答机的延时时间；n₁为询问机第 一次发送测距信号(用f_RF1测距)时的模糊数，n₂为询问机第二次发送测距信号(用 f_RF2测距)时的模糊数。当a＝1时，n₁和n₂的关系可能有两种，即n₁＝n₂或 n₁＝n₂-1，此时可算得

$R^{\prime }=-\frac{c}{2\Delta f}(\frac{\Delta \Phi -{\mathrm{\Delta \Phi }}^{\prime }}{2\pi }-\frac{\Delta f}{f_{s2}}N)-\frac{cN}{2f_{s2}}$

或$R^{\prime }=-\frac{c}{2\Delta f}(\frac{\Delta \Phi -{\mathrm{\Delta \Phi }}^{\prime }}{2\pi }-\frac{\Delta f}{f_{s2}}N-1)-\frac{cN}{2f_{s2}};$

取上面两式中计算出的值为正的R'值作为应答机和询问机的实际距离。

图8中Tx表示发射状态，Rx表示接收状态。Tm表示步骤S2至步骤S6 完成一次相位差的测量和计算的时间，T表示步骤S2至步骤S11完成两次相位 差的测量和计算的时间，T＝2Tm。

本实施例中，应答机和询问机对I、Q两路数字基带信号和I、Q两路数 字模拟信号以及射频信号之间的转化处理同实施例5和实施例1，例如步骤S1-S5 中距离测量装置对信号的处理同实施例5中步骤1-步骤5，步骤S7-S10中距离 测量装置对信号的处理同实施例5中步骤2-步骤5，步骤S6和步骤S11中相位 差的计算同实施例5的步骤6中相位差的计算方法，本实施例中不再赘述。

本发明中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处 理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器 (RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄 存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储 介质中。

前文所述的为本发明的各个优选实施例，各个优选实施例中的优选实施 方式如果不是明显自相矛盾或以某一优选实施方式为前提，各个优选实施方式都 可以任意叠加组合使用，所述实施例以及实施例中的具体参数仅是为了清楚表述 发明人的发明验证过程，并非用以限制本发明的专利保护范围，本发明的专利保 护范围仍然以其权利要求书为准，凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等 同结构变化，同理均应包含在本发明的保护范围内。