一种电池组双向均衡充放电电路及其充放电控制实现方法

摘要

本发明公开了一种电池组双向均衡充放电电路及其充放电控制实现方法。电池组双向均衡充放电电路，包括有由多个电池串联的电池组；还包括有分别设于每个电池与能量总线之间的用于平衡电池充放电电压的双向均衡电路。本电路结构简单，开关管数量少且均为PWM控制方式，控制简单；能量可以正向流动也可以逆向流动；如果利用上述一种电池组双向均衡充放电电路的充放电控制方法，可用开关管实现同步整流，提高转换效率。

说明书

技术领域

本发明涉及电池充电电路领域，具体涉及一种电池组双向均衡充放电电路及其充放电控制实现方法。

背景技术

随着环境污染的加剧，人们对环保意识的加强，以及国家对改善环境政策投入的加大，绿色环保的动力锂电池越来越受到人们的重视，在医学、通信、电动汽车、航空航天等各个领域都有广泛的应用。在使用中，当所需的电压高于单个锂电池的基本电压时，通常将多个锂电池串联起来形成串联电池组使用。由于生产工艺和材料特性的差异，锂电池在使用的过程中容易出现性能差异，因此这些串联的电池之间会存在电位差；比如，由于所述的串联电池组电池的电压各不相同，在一些电池电压达到了预期电压值时，有一些电池可能还没有达到预期值，因此，在给串联电池组充电时，可能出现电池过充或者充电不足的现象，在给串联电池组放电时，可能出现电池过放或者放电受限的现象。

为解决上述问题通常采用主动均衡的方式进行均衡，而主动均衡技术又以充电均衡为主，在电池放电的时候不予理睬，而且受限于体积、温升及成本等因素，均衡电流普遍都不是很大，仅用充电均衡技术无法解决放电时候电池差异性带来的各种影响，均衡电流小使得均衡速度受到限制，甚至达不到均衡效果无法改善电池的差异性。为此，需要研究一种双向均衡、体积和成本较小的均衡技术来实现串联电池组电池之间的能量平衡。

发明内容

本发明的目的在于克服以上所述的缺点，提供一种电池组双向均衡充放电电路及其充放电控制实现方法。

为实现上述目的，本发明的具体方案如下：一种电池组双向均衡充放电电路，包括有由多个电池串联的电池组；还包括有分别设于每个电池与能量总线之间的用于平衡电池充放电电压的双向均衡电路。

其中，所述双向均衡电路包括有第一出入单元、第二出入单元、用于PWM调制和整流的第一开关单元、用于PWM调制和整流的第二开关单元、以及高频隔离变压器TR；第一出入单元用于使电池组与第一开关单元导通；第二出入单元用于使第二开关单元与能量总线导通；所述第一开关单元与第二开关单元通过高频隔离变压器TR耦合连接。

其中，所述第一开关单元包括耦合电感L₁、L₂，内含反并联体二极管D₁、输出结电容C₁的开关管Q₁以及内含反并联体二极管D₂、输出结电容C₂的开关管Q₂；耦合电感L₁的原边绕组n₁的同名端与耦合电感L₂的原边绕组n₃的同名端相连，开关管Q₁的源极与开关管Q₂的源极相连，耦合电感L₁的原边绕组n₁的异名端与开关管Q₁的漏极相连，耦合电感L₂的原边绕组n₃的异名端与开关管Q₂的漏极相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的异名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的异名端分别通过两个二极管相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的同名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的同名端相连；所述开关管Q₁的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅异名端相连，开关管Q₂的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅同名端相连。

其中，所述第二开关单元包括谐振电容C_r，还包括内含反并联体二极管D₃、输出结电容C₃的开关管Q₃以及内含反并联体二极管D₄、输出结电容C₄的开关管Q₄；谐振电容C_r的一端与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的同名端相连，开关管Q₃的源极与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的异名端相连，开关管Q₄的漏极与出入源U₂的正端相连，谐振电容C_r的另一端与开关管Q₃的漏极、开关管Q₄的源极相连。

其中，所述第一开关单元还包括整流二极管D_R1、D_R2，所述整流二极管D_R1的正极与耦合电感L₁的副边绕组n₂的异名端相连，所述整流二极管D_R2的正极与耦合电感L₂的副边绕组n₄的异名端相连，所述整流二极管D_R1的负极与所述整流二极管D_R2的负极均与能量总线的正极相连。

其中，所述第一出入单元包括用于增加直流电压稳定性的稳压电容C_B1；所述第二出入单元包括用于增加直流电压稳定性的稳压电容C_B2。

利用上述一种电池组双向均衡充放电电路的充放电控制方法，所述第一开关单元包括耦合电感L₁、L₂，内含反并联体二极管D₁、输出结电容C₁的开关管Q₁以及内含反并联体二极管D₂、输出结电容C₂的开关管Q₂；耦合电感L₁的原边绕组n₁的同名端与耦合电感L₂的原边绕组n₃的同名端相连，开关管Q₁的源极与开关管Q₂的源极相连，耦合电感L₁的原边绕组n₁的异名端与开关管Q₁的漏极相连，耦合电感L₂的原边绕组n₃的异名端与开关管Q₂的漏极相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的异名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的异名端分别通过两个二极管相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的同名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的同名端相连；所述开关管Q₁的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅异名端相连，开关管Q₂的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅同名端相连；所述第二开关单元包括谐振电容C_r，还包括内含反并联体二极管D₃、输出结电容C₃的开关管Q₃以及内含反并联体二极管D₄、输出结电容C₄的开关管Q₄；谐振电容C_r的一端与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的同名端相连，开关管Q₃的源极与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的异名端相连，开关管Q₄的漏极与出入源U₂的正端相连，谐振电容C_r的另一端与开关管Q₃的漏极、开关管Q₄的源极相连；

当能量由第一出入单元向第二出入单元正向流动时，第一开关单元的开关管Q₁和Q₂互补导通，第二开关单元的开关管Q₃和Q₄均关闭；当能量由第二出入单元流向第一出入单元逆向流动时，第二开关单元的开关管Q₃和Q₄互补导通，第二开关单元的开关管Q₁和Q₂均关闭。

利用上述一种电池组双向均衡充放电电路的充放电控制方法，所述第一开关单元包括耦合电感L₁、L₂，内含反并联体二极管D₁、输出结电容C₁的开关管Q₁以及内含反并联体二极管D₂、输出结电容C₂的开关管Q₂；耦合电感L₁的原边绕组n₁的同名端与耦合电感L₂的原边绕组n₃的同名端相连，开关管Q₁的源极与开关管Q₂的源极相连，耦合电感L₁的原边绕组n₁的异名端与开关管Q₁的漏极相连，耦合电感L₂的原边绕组n₃的异名端与开关管Q₂的漏极相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的异名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的异名端分别通过两个二极管相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的同名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的同名端相连；所述开关管Q₁的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅异名端相连，开关管Q₂的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅同名端相连；所述第二开关单元包括谐振电容C_r，还包括内含反并联体二极管D₃、输出结电容C₃的开关管Q₃以及内含反并联体二极管D₄、输出结电容C₄的开关管Q₄；谐振电容C_r的一端与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的同名端相连，开关管Q₃的源极与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的异名端相连，开关管Q₄的漏极与出入源U₂的正端相连，谐振电容C_r的另一端与开关管Q₃的漏极、开关管Q₄的源极相连；

第一开关单元的开关管Q₁和Q₂互补导通，且开关管Q₁和第二开关单元的开关管Q₄同时导通或关闭、开关管Q₂和第二开关单元的开关管Q₃同时导通或关闭。

本发明的有益效果为：1、电路结构简单，开关管数量少且均为PWM控制方式，控制简单；2、能量可以正向流动也可以逆向流动；在能量正向流动时，耦合电感的原边绕组相当于Boost升压电感可提升电路增益，而其副边绕组在开关管Q₁和Q₂驱动的死区时间内将原边绕组的能量转移到第二出入单元可箝位开关管Q₁和Q₂的漏源电压；在能量逆向流动时，耦合电感相当于滤波电感可减小第一出入单元的纹波电流，同时，开关管Q₁~Q₄可以实现零电压开通；3、如果利用上述一种电池组双向均衡充放电电路的充放电控制方法，可用开关管实现同步整流，提高转换效率。

附图说明

图1是本发明的双向均衡电路的原理图；

图2是本发明的原理图；

图3是本发明能量正向流动时主要工作波形示意图；

图4是本发明能量逆向流动时主要工作波形示意图；

图1至图4中的附图标记说明：1-第一出入单元；2-第一开关单元；3-高频隔离变压器TR；4-第二开关单元；5-第二出入单元。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细的说明，并不是把本发明的实施范围局限于此。

如图1至4所示，本实施例所述的一种电池组双向均衡充放电电路，具体的，如图2所示,包括有由多个电池串联的电池组；还包括有分别设于每个电池与能量总线之间的用于平衡电池充放电电压的双向均衡电路。其中，串联电池组由n节单体电池串联而成，分别为电池1、电池2、……、电池n，共有PACK+和PACK-两个端口；能量总线有BUS+和BUS-两个端口；

本实施例所述的一种电池组双向均衡充放电电路，所述双向均衡电路包括有第一出入单元、第二出入单元、用于PWM调制和整流的第一开关单元、用于PWM调制和整流的第二开关单元、以及高频隔离变压器TR；第一出入单元用于使电池组与第一开关单元导通；第二出入单元用于使第二开关单元与能量总线导通；所述第一开关单元与第二开关单元通过高频隔离变压器TR耦合连接。

本实施例所述的一种电池组双向均衡充放电电路，所述第一开关单元包括耦合电感L₁、L₂，内含反并联体二极管D₁、输出结电容C₁的开关管Q₁以及内含反并联体二极管D₂、输出结电容C₂的开关管Q₂；耦合电感L₁的原边绕组n₁的同名端与耦合电感L₂的原边绕组n₃的同名端相连，开关管Q₁的源极与开关管Q₂的源极相连，耦合电感L₁的原边绕组n₁的异名端与开关管Q₁的漏极相连，耦合电感L₂的原边绕组n₃的异名端与开关管Q₂的漏极相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的异名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的异名端分别通过两个二极管相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的同名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的同名端相连；所述开关管Q₁的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅异名端相连，开关管Q₂的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅同名端相连。本实施例所述的一种电池组双向均衡充放电电路，所述第二开关单元包括谐振电容C_r，还包括内含反并联体二极管D₃、输出结电容C₃的开关管Q₃以及内含反并联体二极管D₄、输出结电容C₄的开关管Q₄；谐振电容C_r的一端与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的同名端相连，开关管Q₃的源极与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的异名端相连，开关管Q₄的漏极与出入源U₂的正端相连，谐振电容C_r的另一端与开关管Q₃的漏极、开关管Q₄的源极相连。本实施例所述的一种电池组双向均衡充放电电路，所述第一开关单元还包括整流二极管D_R1、D_R2，所述整流二极管D_R1的正极与耦合电感L₁的副边绕组n₂的异名端相连，所述整流二极管D_R2的正极与耦合电感L₂的副边绕组n₄的异名端相连，所述整流二极管D_R1的负极与所述整流二极管D_R2的负极均与能量总线的正极相连。所述第一出入单元包括用于增加直流电压稳定性的稳压电容C_B1；所述第二出入单元包括用于增加直流电压稳定性的稳压电容C_B2。在实际运行工作中，不管电池组是充电状态还是放电状态，当电池1、电池2、…电池n之间有任意两个电池能量偏差比较大时，能量高的电池经双向均衡电路将其能量传递到能量总线，能量低的电池经均双向均衡电路从能量总线获取能量，最终以达到各电池之间的能量平衡。本电路结构简单，开关管数量少且均为PWM控制方式，控制简单；能量可以正向流动也可以逆向流动；在能量正向流动时，耦合电感的原边绕组相当于Boost升压电感可提升电路增益，而其副边绕组在开关管Q₁和Q₂驱动的死区时间内将原边绕组的能量转移到第二出入单元可箝位开关管Q₁和Q₂的漏源电压；在能量逆向流动时，耦合电感相当于滤波电感可减小第一出入单元的纹波电流，同时，开关管Q₁~Q₄可以实现零电压开通。

实施例1。

利用上述一种电池组双向均衡充放电电路的充放电控制方法，所述第一开关单元包括耦合电感L₁、L₂，内含反并联体二极管D₁、输出结电容C₁的开关管Q₁以及内含反并联体二极管D₂、输出结电容C₂的开关管Q₂；耦合电感L₁的原边绕组n₁的同名端与耦合电感L₂的原边绕组n₃的同名端相连，开关管Q₁的源极与开关管Q₂的源极相连，耦合电感L₁的原边绕组n₁的异名端与开关管Q₁的漏极相连，耦合电感L₂的原边绕组n₃的异名端与开关管Q₂的漏极相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的异名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的异名端分别通过两个二极管相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的同名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的同名端相连；所述开关管Q₁的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅异名端相连，开关管Q₂的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅同名端相连；所述第二开关单元包括谐振电容C_r，还包括内含反并联体二极管D₃、输出结电容C₃的开关管Q₃以及内含反并联体二极管D₄、输出结电容C₄的开关管Q₄；谐振电容C_r的一端与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的同名端相连，开关管Q₃的源极与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的异名端相连，开关管Q₄的漏极与出入源U₂的正端相连，谐振电容C_r的另一端与开关管Q₃的漏极、开关管Q₄的源极相连。

在实际运行工作中，不管电池组是充电状态还是放电状态，当电池1、电池2、…电池n之间有任意两个电池能量偏差比较大时，能量高的电池经双向均衡电路将其能量传递到能量总线，能量低的电池经均双向均衡电路从能量总线获取能量，最终以达到各电池之间的能量平衡。

当能量由第一出入单元向第二出入单元正向流动时，第一开关单元的开关管Q₁和Q₂互补导通，第二开关单元的开关管Q₃和Q₄均关闭；当能量由第二出入单元流向第一出入单元逆向流动时，第二开关单元的开关管Q₃和Q₄互补导通，第二开关单元的开关管Q₁和Q₂均关闭。

能量正向流动工作原理如下所述：具体的，由图3可知整个电路一个开关周期有8种开关模态，下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。

在分析之前，先作如下假设：①所有的开关管和二极管均为理想器件，其导通压降为零；②两个耦合电感的参数均相同，原边绕组与副边绕组匝数比为N_L；③所有的电感、电容和变压器均为理想元件，高频隔离变压器TR原边绕组与副边绕组匝数比为N_T。

1.开关模态1[t₀~t₁]

在t₀时刻之前，Q₁和Q₄导通，Q₂和Q₃截止，D_R1和D_R2截止。t₀时刻关断Q₁和Q₄，电流i₁和i₂开始对电容C₁和C₂充电，使得开关管Q₁漏源电压u_ds1由零开始上升、开关管Q₂漏源电压u_ds2由初始值（假定为U_B）开始上升，而高频隔离变压器TR原边电压u_p(u_p=u_ds2-u_ds1)则开始下降，副边电压u_s受原边电压箝位随之下降，使得开关管Q₃漏源电压u_ds3由U₂开始下降而开关管Q₄漏源电压u_ds4由零开始上升，直到t₁时刻，u_ds1和u_ds2上升到U₂/N_L使得D_R1和D_R2导通此模态结束。此时，u_p为零，u_ds3和u_ds4均为(U₂/2)。

2.开关模态2[t₁~t₂]

t₁时刻，D_R1和D_R2导通，耦合电感L₁和L₂的励磁电流分别迅速转移到支路D_R1和D_R2上，而高频隔离变压器TR励磁电流经回路n₅-n₁-n₃形成续流，直到t₂时刻开通Q₂和Q₃此模态结束。

3.开关模态3[t₂~t₃]

t₂时刻，Q₂和Q₃导通，耦合电感L₁和L₂的励磁电流分别迅速转移到各自的原边绕组，D_R1和D_R2截止，电流i₁和i₂开始对电容C₁和C₂放电，使得u_ds1和u_ds2开始下降，u_p则开始反向上升，副边电压u_s受原边电压箝位随之反向上升，使得u_ds3下降而u_ds4开始上升，直到t₃时刻u_ds3下降到零此模态结束。此时，副边电压u_s被箝位为谐振电容电压U_cr，原边电压u_p被箝位为（U_cr×N_T），即为U_B。

4.开关模态4[t₃~t₄]

t₃时刻开始，耦合电感L₁经回路n₁-n₅-Q₂-U₁将存储的能量传递到高频隔离变压器TR的副边，经回路n₆-Q₃-C_r对电容C_r充电，而耦合电感L₂经回路n₃-Q₂-U₁在U₁的作用下存储能量。直到t₄时刻，关断Q₂和Q₃此模态结束。

5.开关模态5[t₄~t₅]

t₄时刻，Q₂和Q₃截止，电流i₁和i₂开始对电容C₁和C₂充电，使得u_ds2由零开始上升、u_ds1由U_B开始上升，而u_p则开始下降，副边电压u_s受原边电压箝位随之下降，使得u_ds4由零开始上升而u_ds3由U₂开始下降，直到t₅时刻，u_ds1和u_ds2上升到（U₂/N_L）使得D_R1和D_R2导通此模态结束。此时，u_p为零，u_ds3和u_ds4均为（U₂/2）。

6.开关模态6[t₅~t₆]

t₅时刻，D_R1和D_R2导通，耦合电感L₁和L₂的励磁电流分别迅速转移到支路D_R1和D_R2上，而高频隔离变压器TR励磁电流经回路n₅-n₁-n₃形成续流，直到t₆时刻开通Q₁和Q₄此模态结束。

7.开关模态7[t₆~t₇]

t₆时刻，Q₁和Q₄导通，耦合电感L₁和L₂的励磁电流分别迅速转移到各自的原边绕组，D_R1和D_R2截止，电流i₁和i₂开始对电容C₁和C₂放电，使得u_ds1和u_ds2开始下降，u_p则开始上升，副边电压u_s受原边电压箝位随之下降，使得u_ds3上升而u_ds4下降，直到t₇时刻u_ds4下降到零此模态结束。此时，副边电压u_s被箝位为（U₂-U_cr），原边电压u_p被箝位为（（U₂-U_cr）×N_T）。

8.开关模态8[t₇~t₈]

t₇时刻开始，耦合电感L₂经回路n₃-n₅-Q₁-U₁将存储的能量传递到高频隔离变压器TR的副边，经回路n₆-C_r-Q₄-U₂和电容C_r一起给U₂供电，而耦合电感L₁经回路n₁-Q₁-U₁在U₁的作用下存储能量。直到t₈时刻，关断Q₁和Q₄此模态结束。

此模态相当于t₀时刻之前的模态，此模态结束后，电路进入下一个工作周期。

具体的能量逆向流动工作原理如下所述：

由图4可知整个电路一个开关周期有6种开关模态，下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。

在分析之前，先作如下假设：①所有的开关管和二极管均为理想器件，其导通压降为零；②两个耦合电感的参数均相同，原边绕组与副边绕组匝数比为N_L；③所有的电感、电容和变压器均为理想元件，高频隔离变压器TR原边绕组与副边绕组匝数比为N_T。

1.开关模态1[t₀~t₁]

在t₀时刻之前，Q₁和Q₄导通，Q₂和Q₃截止。t₀时刻，关断Q₁和Q₄，L₁原边绕组n₁、L₂的原边绕组n₃、高频隔离变压器励磁电感共同与电容C₁~C₄进行谐振，谐振过程中C₁和C₄充电而u_ds1和u_ds4上升、C₂和C₃放电而u_ds2和u_ds3下降。直到t₁时刻u_ds1上升到U₁而u_ds2下到至零、u_ds4上升到U₂而u_ds3下降到零，此模态结束。

2.开关模态2[t₁~t₂]

t₁时刻，D₂因u_ds2下降到零而自然导通，i₁和i₂分别经回路n₁-U₁-D₂-n₅和n₂-U₁-D₂续流；D₃因u_ds2下降到零而自然导通，i_s经回路n₆-D₃-C_r续流，D₂、D₃自然导通后可实现Q₂和Q₃的零电压开通。

3.开关模态3[t₂~t₃]

t₂时刻Q₂和Q₃导通，谐振电容C_r经回路C_r-Q₃-n₆将能量传递到高频隔离变压器原边，再经回路n₅-n₁-U₁-Q₂传递到U₁上，而电感电流i₂经回路n₃-U₁-Q₂续流，直到t₃时刻，关断Q₂和Q₃此模态结束。

4.开关模态4[t₃~t₄]

t₃时刻，关断Q₂和Q₃，L₁的原边绕组n₁、L₂的原边绕组n₃、高频隔离变压器励磁电感与电容C₁~C₄进行谐振，谐振过程中C₂和C₃充电而u_ds2和u_ds3上升，C₁和C₄放电而u_ds1和u_ds4下降，直到t₄时刻u_ds2上升到U₁而u_ds1下降到零、u_ds3上升到U₂而u_ds4下降到零，此模态结束。

5.开关模态5[t₄~t₅]

t₄时刻，D₁因u_ds1下降到零而自然导通，i₁和i₂分别经回路n₁-U₁-D₁和n₃-U₁-D₁-n₅续流；D₄因u_ds4下降到零而自然导通，i_s经回路n₆-C_r-D₄-U₂续流，D₁和D₄自然导通后可实现Q₁和Q₄的零电压开通。

6.开关模态6[t₅~t₆]

t₅时刻Q₁和Q₄导通，出入源U₂作用在谐振电容和高频隔离变压器原边绕组上，经回路U₂-Q₄-C_r-n₆将能量传递到高频隔离变压器原边，再经回路n₅-n₃-U₁-Q₁传递到U₁，U_cr和u_p承受电压均为（U₂/2），而电感电流i₁经回路n₁-U₁-Q₁续流，直到t₆时刻关断Q₁和Q₄此模态结束。

此模态相当于t₀时刻之前的模态，此模态结束后，电路进入下一个工作周期。

实施例2。

利用上述一种电池组双向均衡充放电电路的充放电控制方法，所述第一开关单元包括耦合电感L₁、L₂，内含反并联体二极管D₁、输出结电容C₁的开关管Q₁以及内含反并联体二极管D₂、输出结电容C₂的开关管Q₂；耦合电感L₁的原边绕组n₁的同名端与耦合电感L₂的原边绕组n₃的同名端相连，开关管Q₁的源极与开关管Q₂的源极相连，耦合电感L₁的原边绕组n₁的异名端与开关管Q₁的漏极相连，耦合电感L₂的原边绕组n₃的异名端与开关管Q₂的漏极相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的异名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的异名端分别通过两个二极管相连，耦合电感L₁的副边绕组n₂的同名端与耦合电感L₂的副边绕组n₄的同名端相连；所述开关管Q₁的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅异名端相连，开关管Q₂的漏极与高频隔离变压器TR的原边绕组n₅同名端相连；所述第二开关单元包括谐振电容C_r，还包括内含反并联体二极管D₃、输出结电容C₃的开关管Q₃以及内含反并联体二极管D₄、输出结电容C₄的开关管Q₄；谐振电容C_r的一端与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的同名端相连，开关管Q₃的源极与高频隔离变压器TR的副边绕组n₆的异名端相连，开关管Q₄的漏极与出入源U₂的正端相连，谐振电容C_r的另一端与开关管Q₃的漏极、开关管Q₄的源极相连；

第一开关单元的开关管Q₁和Q₂互补导通，且开关管Q₁和第二开关单元的开关管Q₄同时导通或关闭、开关管Q₂和第二开关单元的开关管Q₃同时导通或关闭。

本实施例所述的一种电池组双向均衡充放电电路工作原理与实施例1所述的一种电池组双向均衡充放电电路工作原理基本相同，因此不再多述。利用上述一种电池组双向均衡充放电电路的充放电控制方法，可用开关管实现同步整流，提高转换效率。