一种对称的扩展二元相移键控调制和解调方法

摘要

本发明公开了一种对称的扩展二元相移键控调制和解调方法，以扩展二元相移键控调制方式为基础，其包括对称的扩展二元相移键控S-EBPSK调制器及S-EBPSK信号解调器；S-EBPSK调制器相对于EBPSK调制，对码元0对应的调制波形进行了修正，使其在第N/2+1个载波周期处产生与码元1对称的相位跳变。本发明的调制解调系统具有明显优于EBPSK系统的抗噪声和抗衰落性能，克服了EBPSK中门限判决不能适应信号幅度变化的缺点，省去自动增益控制和自适应门限判决等模块，从而大大简化接收机结构，同时其传输码率和频谱利用率与EBPSK相当。

说明书

技术领域

本发明涉及数字通信中的信息调制和解调技术，尤其涉及一种对称的扩展二元相移 键控调制和解调方法，属于数字信息传输的技术领域。

背景技术

现代社会，频谱资源已成为国家重要战略资源，以减小占用带宽和提高信息传输速 率(即提高频谱利用率，量纲为bps/Hz))为目的的高效调制是当前信息领域的研究重 点。下面就EBPSK调制和EBPSK信号解调为例对现在的调制解调技术进行说明。

1、EBPSK调制

以发明专利ZL200710025203.6(统一的二元正交调制解调方法)为例，扩展的二 元相移键控(EBPSK：ExtendedBinaryPhaseShiftKeying)调制方法具有较高的频谱利 用率及优异的误码率性能，在高效传输系统研究中被广泛采用。

其统一的表达式为：

f₀(t)＝Asin2πf_ct,0≤t<T

$f_1\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}B\sin (2{\mathrm{\pi f}}_{c}t+\theta ),& 0\le t<\tau \\ Asin2{\mathrm{\pi f}}_{c}t,& \tau \le t<T\end{array}\right)---\left(1\right)$

其中，f₀(t)和f₁(t)分别表示对应于码元“0”和码元“1”的调制表达式，f_c为载波频率， A为载波幅度，B为相位跳变时的信号幅度，码元周期T＝N/f_c，相位跳变角度 0≤θ≤π，跳变持续时间τ＝K/f_c(K、N均为整数)。该调制波形的特点是码元“0” 对应于初相为0的N个载波周期的正弦波，码元“1”的前K个载波周期正弦波发生角度 为θ的相位跳变，码元“1”的后N-K个载波周期保持初相为0的正弦，形成保护间隔， 且可抑制频谱展宽。

具体的实现则是：当调制器输入码元“0”时，调制器就选择f₀(t)所示的波形样本输 出，反之当输入为码元“1”时，调制器选择f₁(t)所示的波形样本输出。

2、EBPSK信号解调

关于EBPSK调制信号的解调，采用发明专利ZL200910029875.3(用于增强不对 称二元调制信号的冲击滤波方法)中提出的冲击滤波器来完成，该滤波器由一对共轭零 点和多对共轭极点构成，在中心频率处表现出明显的陷波特性，可将EBPSK调制信号 中短时间的相位变化突出为很高的幅度冲击波形，通过低通滤波器取包络后进行门限判 决即可完成信号解调。

在衰落信道下，EBPSK系统需要利用接收信号的功率大小控制接收端信号增益， 以使接收信号幅度维持在一定水平，便于采用固定门限进行判决。然而冲击后码元“1” 与码元“0”对应的信号功率相差很大，如果出现连续的“0”码或“1”码则容易使增益偏大或 偏小。若通过冲击滤波后对应于码元“0”和码元“1”的波形都有相同的冲击，将更有利于 接收信号的功率控制。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种对称的扩展二元相移 键控调制和解调方法，采用简单的比较判决法，不需要判决门限即可实现，使得接收机 结构大大简化；同时该调制解调方法还具有更高的抗加性噪声和抗衰落能力。

技术方案：为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种对称的扩展二元相移键控调制和解调方法，主要包括一下两部分

(1)对称的EBPSK调制方式(S-EBPSK)

将一个码元周期平分为前后两部分，假设每个码元含有N个载波周期，前后两部分 各含N/2个载波周期，用二进制信息控制码元中载波的不同位置发生相位跳变实现调 制，具体为：使码元“1”和码元“0”对应的调制信号分别在前后两部分的起始位置发生相 同角度的相位跳变，故称之为对称的扩展二元相移键控(S-EBPSK：Symmetric-Extended BinaryPhaseShiftKeying)调制；码元“1”的调制波形保持与EBPSK调制一致，前半个 码元周期开始的K个载波周期发生角度为θ的相位跳变，码元“0”则从后半个码元周期开 始的K个载波周期发生角度为θ的相位跳变，除此之外都保持初相为0的正弦信号， S-EBPSK调制的表达式为：

$f_0\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}Asin2{\mathrm{\pi f}}_{c}t,& 0\le t<\frac{T}{2}\\ B\sin (2{\mathrm{\pi f}}_{c}t+\theta ),& \frac{T}{2}\le t<\frac{T}{2}+\tau \\ A\sin 2{\mathrm{\pi f}}_{c}t,& \frac{T}{2}+\tau \le t<T\end{array}\right)---\left(2\right)$

$f_1\left(t\right)=\left(\begin{array}{cc}Bsin(2{\mathrm{\pi f}}_{c}t+\theta ),& 0\le t<\tau \\ Asin2{\mathrm{\pi f}}_{c}t& \tau \le t<T\end{array}\right)$

其中，f₀(t)为对应于码元“0”的调制表达式，f₁(t)为对应于码元“1”的调制表达式， f_c为载波频率，A为载波幅度，B为相位跳变时的信号幅度，码元周期T＝N/f_c，相 位跳变角度0≤θ≤π，跳变持续时间τ＝K/f_c，N为偶数，K≤N/2(通常需要保留 一定的保护间隔，防止通过冲击滤波之后产生波峰串扰，可取K<N/4)；θ、N和K这 三个参数构成改变信号带宽、传输码率和解调性能的调制指数。

与EBPSK调制相比，本发明提出的S-EBPSK调制方式使码元“0”也发生了与码元“1” 类似的相位跳变，只是其跳变位置不同，因此其功率谱结构与EBPSK调制信号功率谱 结构基本保持一致：在一个码元周期T内，已调波的平均值为零，频谱不含直流分量； θ为控制带宽的主要参数，θ→0，则已调波接近载波，带宽最窄，θ→π则带宽最宽； K/N可称为“调制占空比”，同样影响着信号功率谱形状。

设置参数为f_c＝5MHz，N＝100，K＝1，θ＝π/2，仿真信号点数为10⁷，MATLAB 基于Hamming窗的welch法进行功率谱估计，得到EBPSK信号与S-EBPSK信号的功 率谱如图1所示，显然，两者功率谱图基本一致，即本发明S-EBPSK信号占用带宽与 EBPSK相当，并未通过牺牲带宽来换取优越的抗衰落性能。

(2)S-EBPSK调制信号

S-EBPSK调制信号保留EBPSK的调制特征，解调也可利用数字冲击滤波器将调制 信号中的相位跳变突出为很高的幅度冲击。EBPSK调制系统中对得到的冲击包络信号 进行门限检测判决信号，进行判决的前提是要得到最佳的判决门限，然而冲击滤波器产 生冲击的幅度会随信号幅度的改变而改变，受信道的影响，尤其是衰落信道，信号幅度 极易发生变化，因此解调端需要采用自动增益控制或自适应调整判决门限的方法得以正 确检测接收信号。对于S-EBPSK调制信号，本发明提出两种简单的S-EBPSK解调方案。

(2.1)采用基于冲击滤波的比较判决解调器进行解调：

对接收到的S-EBPSK调制信号，首先采用模数转换器将接收到的模拟的对称二元 相移键控S-EBPSK调制信号转换为数字信号，再通过数字冲击滤波器将输入信号的相 位跳变信息转化为输出信号的寄生调幅信息，最后再通过比较判决器检测码元周期起始 位置和半周期位置产生的峰值，比较其值大小，根据峰值点所处位置判别该码元为“0” 还是“1”：若峰值点位于码元周期起始处，则判为“1”码元；若峰值点位于码元半周期处， 则判为“0”码元；

(2.2)基于冲击滤波的合并分集解调器进行解调：

针对衰落信道，由于采用冲击滤波器解调的冲击幅度随着接收信号幅度的变化而变 化，比较判决法可容易对抗衰落信道引起的信号幅度变化。然而，衰落信道引起的相位 旋转将在深度衰落时变得恶劣，将影响冲击滤波器的冲击效果。因此采用基于冲击滤波 的选择合并分集解调法，不仅能够消除深度衰落的影响，并且充分利用衰落信道对信号 产生的较高增益对抗加性噪声。该方法利用分集技术，使相同的发射信号经历不相关的 衰落信道，各个分集支路同时发生深度衰落的概率非常低，然后让每一支路信号通过冲 击滤波器后进行选择合并处理，最后进行比较判决。

在衰落信道条件下，对于S-EBPSK调制信号，采用基于冲击滤波的合并分集解调 器进行解调：对经过L个独立的平坦瑞利衰落信道传输后到达接收端的L路调制信号， 首先采用L个模数转换器将对应支路接收到的模拟的对称二元相移键控S-EBPSK调制 信号转换为数字信号，再分别通过L个数字冲击滤波器，使得输入信号中的相位跳变信 息转化为输出信号的寄生调幅信息，接着通过选择合并模块对L路数字冲击滤波器的输 出信号进行合并，该模块的具体做法是选择各支路中信噪比最高的支路作为合并器输出， 且支路选择以码率为更新频率，最后再通过比较判决器检测码元周期起始位置和半周期 位置产生的峰值，比较其值大小，根据峰值点所处位置判别该码元为“0”还是“1”：若 峰值点位于码元周期起始处，则判为“1”码元；若峰值点位于码元半周期处，则判为“0” 码元。

有益效果：本发明提供的对称的扩展二元相移键控调制和解调方法，相对于现有技 术，具有如下优势：

1、接收机结构更加简单：S-EBPSK系统解调时通过比较法对码元进行判决，不仅 省去判决门限的求取过程，更克服门限判决法不能适应信号幅度变化的缺点，省去自适 应门限判决等模块，从而大大简化接收机结构；

2、抗加性干扰和抗衰落的性能更优越：S-EBPSK解调采用基于冲击滤波的比较解 调法，使得解调性能不受衰落信道信号幅度变化的影响，根据峰值点所处位置即可完成 “0”、“1”的判决；

3、继承了EBPSK调制与解调方法的优点：S-EBPSK调制参数灵活可控，可改变 传输信号的带宽、码率和解调性能，适应面宽；S-EBPSK调制器和解调器均可全数字化 实现，便于芯片集成。

附图说明

图1是相同参数下EBPSK信号与S-EBPSK信号的功率谱图；

图2是本发明S-EBPSK调制器实现框图；

图3是本发明S-EBPSK对应于码元“0”和码元“1”的调制波形；

图4是本发明S-EBPSK基于冲击滤波的比较判决解调器实现框图；

图5是本发明S-EBPSK调制信号的码元“0”和码元“1”对应的解调(通过冲击滤波器 和低通滤波器后)输出波形；

图6是在AWGN信道下，采用基于冲击滤波的比较判决解调法，本发明S-EBPSK 系统与经典的EBPSK系统的误码率(SNR-BER)性能比较曲线；

图7是本发明S-EBPSK信号通过该平坦瑞利衰落信道后的波形；

图8是在平坦瑞利衰落信道下，采用基于冲击滤波的比较判决解调法，本发明 S-EBPSK系统与经典的EBPSK系统的误码率(SNR-BER)性能比较曲线；

图9本发明基于冲击滤波的选择合并分集解调器实现框图；

图10是在平坦瑞利衰落信道下，采用基于冲击滤波的选择合并分集解调法，本发 明S-EBPSK系统与经典的EBPSK系统的误码率(SNR-BER)性能比较曲线。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

一种对称的扩展二元相移键控调制和解调方法，以扩展二元相移键控调制方式为基 础，其包括对称的扩展二元相移键控S-EBPSK调制器及S-EBPSK信号解调器。所述对 称的扩展二元相移键控S-EBPSK调制器相对于EBPSK调制，对码元0对应的调制波形 进行了修正，使其在第N/2+1个载波周期处产生与码元1对称的相位跳变；针对AWGN 信道，所述的基于冲击滤波的比较判决解调器包括一冲击滤波器和比较器，将相位跳变 信息转化为幅度信息，可直接通过比较法进行判决。针对平坦衰落信道，所述的基于冲 击滤波的选择合并分集(IF-SC)解调器不仅能够消除深度衰落的影响，并且充分利用 衰落信道对信号产生的较高增益对抗加性噪声。本发明的调制解调系统具有明显优于 EBPSK系统的抗噪声和抗衰落性能，克服了EBPSK中门限判决不能适应信号幅度变化 的缺点，省去自动增益控制和自适应门限判决等模块，从而大大简化接收机结构，同时 其传输码率和频谱利用率与EBPSK相当。

1、对称的二元相移键控S-EBPSK调制器

图2为所述S-EBPSK信号调制器的实现框图，所述调制器包括一个波形样本存储 模块、一个时钟发生器、一个数模转换器(DAC)和一备选的数字滤波器。S-EBPSK 调制系统与EBPSK调制系统结构基本相同，只是码元“0”对应的波形样本发生改变。其 工作过程如下：

1)所述波形样本存储模块具备只读存储器(ROM)的功能，存储了式(2)所示的 调制信号f₀(t)和f₁(t)的波形样本，当调制器输入码元“0”时，调制器就选择f₀(t)所示的 波形样本输出，反之当输入为码元“1”时，调制器选择f₁(t)所示的波形样本输出。

2)所选择出的相应调制波形样本经所述数字滤波器滤波后再送入所述DAC，即转 换成了对称二元相移键控S-EBPSK调制信号输出。

3)在对带宽要求不是很严格的应用中，数字滤波环节可以省略。

若调制参数取值如下：f_c＝5MHz，N＝20，K＝2，θ＝π，仿真采用10倍载频采 样，即f_s＝10f_c＝50MHz，则得到S-EBPSK码元“0”和“1”对应的波形如图3所示(以下 所有仿真均在此调制参数下进行)。

2、基于冲击滤波的比较判决(IF-C)解调器

图4为所述的基于冲击滤波的比较判决解调器的实现框图，所述解调器包括一个模 数转换器(ADC)、一个数字冲击滤波器、一个低通滤波器、一个比较判决器和一个时 钟发生器。其工作过程如下：

1)调制信号经过信道传输后到达接收端，通过模数转换器将接收到的模拟的对称 二元相移键控S-EBPSK调制信号(一般已经下变频为中频信号)转换为数字信号后发 送给数字冲击滤波器。

2)数字冲击滤波器选用一种特殊的IIR型数字带通滤波器，由一对共轭零点和多对 共轭极点构成，具体见中国专利200910029875.3(用于增强不对称二元调制信号的冲击 滤波方法)，它能在调制信号中的相位跳变处产生明显而强烈的幅度冲击，大幅提升输 出信噪比。本发明采用性能较好的单零点-三极点的冲击滤波器，其传输函数为：

$H\left(\omega \right)=\frac{b_0+b_1{e}^{-j\omega }+b_2{e}^{-j2\omega }}{1+a_1{e}^{-j\omega }+a_2{e}^{-j2\omega }+a_3{e}^{-j3\omega }+a_4{e}^{-j4\omega }{a}_5{e}^{-j5\omega }+a_6{e}^{-j6\omega }}---\left(3\right)$

其中，零点参数为

b₀＝b₂＝1，b₁＝-1.6181733185991785

极点参数为：

a₁＝-4.5781931992746454，a₂＝9.6546659241157258

a₃＝-11.692079480819313，a₄＝8.5756341567768217

a₅＝-3.6121554794765309，a₆＝0.70084076007371199

3)低通滤波器对数字冲击滤波器的输出信号取绝对值后再进行低通滤波，得到冲 击信号包络，以便于判决。图5是“0”、“1”信号对应的输出包络信号波形，观察图5与 图3的幅度变化，原来幅度为1的S-EBPSK调制信号经过冲击滤波器，得到的冲击峰值为 90左右，可见冲击滤波器优越的解调效果。

4)比较判决器根据低通滤波器输出的冲击信号包络在幅度和位置上的差异来进行 判决。图5中码元“1”对应的解调输出包络信号冲击峰值点为k1，码元“0”对应的解调输 出包络信号冲击峰值点为k0，则k0等于码元中采样点数的二分之一加k1，即 k0＝Nf_s/f_c/2+k1，所有参数相同的情况下，码元“0”和码元“1”对应的冲击峰值也相等， 因此，比较判决器比较当前码元中k1点和k0点值的大小即可判定该码元为“0”还是“1”： 若k1点值大于k0点值，则该码元判断为“1”；反之为“0”。该比较判决方法可有效消除信 道衰落引起的信号幅度变化的影响，且免去自动增益控制和自适应门限判决等技术的应 用。

EBPSK调制系统中，码元“0”的信号通过冲击滤波器和低通滤波器后没有幅度冲击， 是保持较低电平的信号，求得合适的门限值，方可进行门限判决。而对于本发明的 S-EBPSK信号则按照以上所设计的调制解调器进行仿真，得到了如图6所示的误码率曲 线，其中，EBPSK和S-EBPSK的调制参数和解调冲击滤波器系数都完全相同，仿真码元 数为10⁵个。显然，S-EBPSK系统的BER性能优于EBPSK系统，要使误码率达到10^-4， S-EBPSK系统可比EBPSK系统节省约3dB的信噪比，因此，S-EBPSK在AWGN信道下具 有良好的性能，即能更好的对抗加性高斯白噪声。

实际通信信道通常要远比AWGN信道复杂，因此需要对更加复杂的平坦瑞利衰落信 道条件下的系统性能进行研究。信道参数最大多普勒频移设为100Hz，以保证仿真时间 内具有足够多的相干周期。图7展示了S-EBPSK信号通过该平坦瑞利衰落信道后的信号， 可以看到信号整体包络起伏不定，有时高于原信号，有时低于原信号。此时依然按照上 述解调器对S-EBPSK信号进行解调，可得到如图8所示的误码率曲线。显然，在平坦瑞 利衰落信道下，虽然S-EBPSK的BER性能依旧优于EBPSK，但与AWGN信道下相比，两 者均有明显下降。因此针对衰落信道情况，发明了基于冲击滤波的选择合并分集解调器。

3、基于冲击滤波的选择合并分集(IF-SC)解调器

图9为所述基于冲击滤波的选择合并分集解调器的实现框图，所述解调器包括L个 模数转换器(ADC)、L个数字冲击滤波器、一个选择合并模块、一个低通滤波器、一 个比较判决器和一个时钟发生器，其中L表示做L路分集。其工作过程如下：

1)调制信号经过L个独立的平坦瑞利衰落信道传输后到达接收端，L个模数转换 器将对应支路接收到的模拟的对称二元相移键控S-EBPSK调制信号转换为数字信号后 送给数字冲击滤波器。

2)L个冲击滤波器分别对对应支路的模数转换器的输出信号进行滤波，使得调制 信号中的相位跳变处产生明显而强烈的幅度冲击。

3)选择合并模块对L个冲击滤波器的输出信号进行处理，选择各支路中信噪比最 高的支路信号作为合并器输出，且支路选择以码率为更新频率。因为各路接收到的分集 信号同时发生深度衰落的可能性非常低，对其采用选择合并方法，不仅能够消除深度衰 落的影响，并且可充分利用衰落信道对信号产生的较高增益对抗加性噪声。

4)低通滤波器对选择合并模块的输出信号取绝对值后再进行低通滤波，得到冲击 信号包络，以便于判决。与2的实施方式相同，在此不赘述。

5)所述比较判决器利用低通滤波后的信号包络在幅度和位置上的差异来进行判决。 时钟发生器提供同步时钟。与2的实施方式相同，在此不赘述。

图10为在平坦瑞利衰落信道下，且假设每一支路的发射信噪比相同，采用基于冲击 滤波的选择合并分集解调法，本发明S-EBPSK系统与经典的EBPSK系统的误码率 (SNR-BER)性能比较曲线。显然，在均采用IF-SC解调方案，且EBPSK附加了AGC模 块的情况下，本发明S-EBPSK系统仍然具有明显优于EBPSK的BER性能，且结果较 EBPSK系统简单。另一方面，随着分集数L的增大，误码率性能越来越好；当L增大至 一定程度时，误码率改善效果微乎其微，而相应的系统复杂度则随着L的增大而增加， 因此在实际系统中，要选择合适的分集重数L，而不是越大越好。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员 来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也 应视为本发明的保护范围。