一种PWM整流器功率前馈控制方法

摘要

一种PWM整流器功率前馈控制方法，用于伺服电机驱动场合，首先实时计算伺服电机输入的有功功率Pm，然后将Pm传送给PWM整流器，PWM整流器将Pm折算为对应的电网输入有功电流Iload，最后在PWM整流器中将Iload作为前馈电流加入到电流环控制中，使得PWM整流器输入有功功率随伺服电机需要的有功功率进行快速调节，实现伺服驱动系统输入有功功率和输出有功功率的动态平衡。本发明消除了现有技术布线复杂带来的不利影响，且相比现有的负载电流估算方法，本发明的计算精度更高，实时性更好。本发明提出的方法具有无需增加硬件成本，软件开销少，实时性好，实现简单，可靠性高的优点。

说明书

技术领域

本发明属于机电控制领域，涉及PWM整流器，为一种PWM整流器功率前馈控制方 法。

背景技术

与传统的二极管不控整流器相比，PWM整流器可以实现能量的双向流动，以及单位 功率因数运行，极大减小对电网的谐波污染。目前PWM整流器与PWM逆变器组成的双 PWM变换器已经应用于电机驱动领域，PWM整流器可以将电机再生制动产生的能量回 馈到电网，达到节能的效果。PWM整流器一般采用双环PI控制，即外环电压环和内环 电流环，由于外环PI调节的滞后性，使得PWM整流器抗负载扰动的能力较差，负载波 动时输出直流母线电压会存在较大的偏差，而过高的母线电压会损害母线电容及功率开关 器件，过低的母线电压会使PWM整流器无法正常运行。

在伺服电机驱动应用场合下，由于伺服电机会频繁启动/停止或加速/减速，导致直流 母线电压出现较大的波动，为稳定直流母线电压，电容柜通常是不可或缺的，如图1所示， 而且若系统对直流母线电压稳定性要求较高就需要增加电容柜中电容容量。为稳定直流母 线电压以及减小母线电容容量，在控制方面目前的主要措施是采用负载电流前馈控制策 略，在原有电压环和电流环双环控制的基础上增加负载电流前馈控制，以提高电压环的响 应速度，抑制直流母线电压的波动。负载电流前馈控制需要获取负载电流，通常做法是通 过电流传感器直接测量PWM整流器输出电流，由于PWM整流器和伺服驱动器之间电容 柜的存在，PWM整流器侧直流母线电流不能及时反映负载电流的变化，因此为获取负载 电流需要将电流传感器安装到伺服驱动侧直流母线上，这就增加了安装布线的复杂性，同 时电流互感器、信号处理及采样电路等对系统的硬件成本及可靠性等都会有影响。另外对 于负载电流的获取，还有的方法是通过母线电容及直流母线电压估测负载电流，但此方法 在精度和实时性方面较差。

发明内容

本发明要解决的问题是：在伺服电机驱动应用场合下，现有的PWM整流器负载电流 前馈控制方法布线复杂，对伺服系统可靠性有影响，增加了硬件成本，而现有的通过计算 估计负载电流的方式在精度和实时性上还不能满足使用需求。

本发明的技术方案为：一种PWM整流器功率前馈控制方法，用于伺服电机驱动场合， 首先实时计算伺服驱动器输出有功功率，即伺服电机输入的有功功率P_m，然后将P_m传送 给PWM整流器，PWM整流器将P_m折算为对应的电网输入有功电流I_load，最后在PWM 整流器中将I_load作为前馈电流加入到电流环中，使得PWM整流器输入有功功率随伺服电 机需要的有功功率进行快速调节，实现伺服驱动系统输入有功功率和输出有功功率的动态 平衡。

本发明具体包括以下步骤：

步骤1：伺服驱动器采用基于伺服电机转子磁场定向的矢量控制方式，在dq坐标下, 伺服驱动器输出即伺服电机输入的电压矢量的有功分量为U_mq；

步骤2：伺服电机相电流i_u、i_v经坐标变换，得到dq坐标系下的有功电流分量I_mq；

步骤3：计算伺服驱动器输出有功功率，即伺服电机输入的有功功率P_m，P_m＝U_mq*I_mq；

步骤4：将P_m通信传输传送给PWM整流器；

步骤5：PWM整流器采用基于电网电势定向的矢量控制方式，电网线电压e_ab、e_bc经 坐标变换得到dq坐标系下的有功电压分量E_d；

步骤6：在dq坐标下将P_m折算为对应的电网输入有功电流I_load，I_load＝P_m/E_d；

步骤7：将I_load作为前馈电流加入到PWM整流器d轴电流环给定中，进行PWM整 流器功率前馈控制。

与现有负载电流前馈控制方法相比，本发明提出的方法充分利用已有的伺服系统软件 平台和硬件平台，包括伺服系统已有的通信网络，不需要增加额外硬件成本和布线，如电 流传感器、信号处理及采样电路等，坐标变换及变量U_mq、I_mq、E_d等的计算都是PWM 整流器和伺服驱动器矢量控制所需要的，需要额外增加的运算量较少，消除了现有技术布 线复杂带来的不利影响，且相比现有的负载电流估算方法，本发明的计算精度更高，实时 性更好。本发明提出的方法具有无需增加硬件成本，软件开销少，实时性好，实现简单， 可靠性高的优点。

附图说明

图1PWM整流器与伺服驱动器连接示意图。

图2PWM整流器与伺服驱动器系统结构图。

图3PWM整流器增加前馈电流后电流环结构图。

图4未采用功率前馈时直流母线电压波形。

图5采样估测负载电流前馈后直流母线电压波形。

图6采用功率前馈后直流母线电压波形。

具体实施方式

针对现有方法在伺服电机驱动应用场合下的不足，本发明提出了一种PWM整流器功 率前馈控制方法，以达到提高系统直流母线电压抗负载扰动能力以及减小母线电容容量的 目的。首先伺服驱动器实时计算其输出有功功率，即伺服电机输入的有功功率P_m，然后 通过通信将P_m传送给PWM整流器，接着PWM整流器将P_m折算为对应的电网输入有功 电流I_load，最后在PWM整流器中将I_load作为前馈电流加入到电流环中，进行前馈控制， 由于电流环的响应速度远高于电压环的响应速度，这样PWM整流器输入有功功率可以根 据伺服电机需要的有功功率进行快速调节，实现伺服系统输入有功功率和输出有功功率的 动态平衡，有效的提高系统直流母线电压抗负载扰动的能力，对母线电容容量的要求也相 应降低。

下面结合具体实例对本发明方法做进一步说明。

PWM整流器与伺服驱动器在拓扑结构方面类似，如图2所示，S₁～S₁₂为可控功率器 件如IGBT，VT₁～VT₃为电压传感器，CT₁～CT₄为电流传感器，L₁、L₂和L₃为电抗器， C为母线电容。PWM整流器输入端子RST经电抗器接三相电网，直流输出端子接母线电 容C；伺服驱动器输入端子PN接直流母线，输出端子UVW接伺服电机三相输入端子。

PWM整流器的控制器结构如图2所示，控制器输入信号为电网线电压e_ab、e_bc，电 网电流i_a、i_b，以及直流侧电压U_dc，下标a、b、c表示电网的三相，dc表示直流侧，控 制器输出控制信号为6路PWM信号PWM1～PWM6。三相静止坐标系下电网线电压e_ab、 e_bc和电流i_a、i_b分别经3s/2s变换到两相静止坐标系下，得到电压e_α、e_β和电流i_eα、i_eβ， 再分别经2s/2r变换到两相旋转坐标系下得到电压E_d、E_q和电流I_ed、I_eq，下标α、β表 示两相静止坐标系的α轴和β轴，d、q表示两相旋转坐标系的d轴和q轴，e表示电网侧， 这里的变换为现有技术，不再详述。e_α、e_β经锁相后输出sinθ和cosθ，用于2s/2r或2r/2s 变换。3s/2s变换是指3相静止坐标系到2相静止坐标系的变换，2s/2r变换是指2相静止 坐标系到2相旋转坐标系的变换，2r/2s变换与2s/2r变换相反。这里两相旋转坐标系中定 义d轴指向电网电势，E_d、U_ed、I_ed表示有功分量，E_q、U_eq、I_eq表示无功分量，电流 方向规定为PWM整流器处于整流工作状态时I_ed大于0，回馈工作状态时I_ed小于0。PWM 整流器为双闭环控制，外环为电压环，内环为电流环。电压外环的作用主要是控制PWM 整流器直流侧电压；电流内环的作用主要是按电压外环输出的电流指令进行电流控制，采 用前馈解耦的方式消除dq轴电流耦合关系，实现有功、无功电流分量的独立控制。如图 2，参考电压U_ref与直流侧电压U_dc之差经电压环PI控制器，得到两相旋转坐标系下d轴 电流环的参考值令q轴电流环参考值为即无功分量为零。d、q轴电流分别 经过各自的电流环PI控制器产生控制量△U_ed和△U_eq，△U_ed和△U_eq再分别加入电流耦合 分量ω_eLI_q、-ω_eLI_d，和电压前馈分量E_d、E_q，得到U_ed和U_eq，其中ω_e为电网角频率，L 为电抗器电感，U_ed和U_eq经坐标变换得到两相静止坐标系下电压分量U_eα和U_eβ，再经过 SVPWM模块后输出脉冲PWM1～PWM6，用以驱动PWM整流桥各功率器件。

伺服驱动器的控制器结构也如图2所示，输入信号为电机位置信号及电机相电流 i_u、i_v，控制器输出控制信号为6路PWM信号PWM7～PWM12。电机位置信号经角位 置处理模块得到电机转速ω_m和其中用于2s/2r或2r/2s变换。三 相静止坐标系下电机相电流i_u、i_v经3s/2s变换到两相静止坐标系下得到i_mα、i_mβ，再经2s/2r 变换到两相旋转坐标系下得到I_md、I_mq，下标u、v表示电机两相，α、β表示两相静止坐 标系的α轴和β轴，d、q表示两相旋转坐标系的d轴和q轴，m表示电机侧。这里两相 旋转坐标系中定义d轴指向电机转子磁场方向，U_md、I_md表示为无功分量，用于电机励 磁，U_mq、I_mq表示有功分量，用于产生转矩。伺服驱动器控制模式比较复杂多样，在此 介绍一种基本的速度控制模式为例，速度控制模式下，外环为速度环，内环为电流环。速 度外环的作用主要是控制伺服电机的转速；电流内环的作用主要是按速度外环输出的电流 指令进行电流控制，采用前馈解耦的方式消除dq轴电流耦合关系，实现有功、无功电流 分量的独立控制。参考转速ω_ref与电机实际转速ω_m之差经速度环PI控制器，得到两相旋 转坐标系下q轴电流环的参考值令d轴电流环参考值为即无功分量为零。d、 q轴电流分别经过各自的电流环PI控制器产生控制量△U_md和△U_mq，△U_md和△U_mq再分别 加入电流耦合分量-ω_mL_qI_mq、ω_mL_dI_md和反电动势前馈分量ω_mψ_f，得到U_md和U_mq，其中L_d、 L_q分别为电机d轴、q轴电感，ψ_f为电机反电动势系数，U_md和U_mq经坐标变换得到两相 静止坐标系下电压分量U_mα和U_mβ，再经过SVPWM模块后输出脉冲PWM7～PWM12，用 以驱动伺服驱动器逆变桥各功率器件。

伺服电机可在四象限运行，电机工作于第1象限时，处于正向电动状态，此时U_mq>0， I_mq>0；电机工作于第2象限时，处于正向发电制动状态，此时U_mq>0，I_mq<0；电机工作 于第3象限时，处于反向电动状态，此时U_mq<0，I_mq<0；电机工作于第4象限时，处于 反向发电制动状态，此时U_mq<0，I_mq>0。输入伺服电机的有功功率为P_m＝U_mq*I_mq，电机 输出功率为P_L＝ω_m*T_L＝ηP_m，其中T_L为负载力矩，η为电机效率，因此输入伺服电机的 有功功率主要用于产生力矩带动负载转动。伺服电机工作于正向或反向电动状态时，电机 需要伺服驱动器提供能量，此时电机输入有功功率P_m>0，直流母线电压会下降；电机工 作于正向或反向发电制动状态时，电机会向伺服驱动器反馈能量，此时电机输入有功功率 P_m<0，直流母线电压会升高。因此电机输入有功功率P_m的大小和方向能够正确反映负载 的大小及负载、直流母线电压变化的方向。电机负载变化时电机输入有功功率就会随之变 化(由伺服驱动器控制)，由于PWM整流器电压环响应较慢，当负载变化较快时不能及时 提供所电机需要的有功功率，此时电机输入的变化较快的有功功率是由母线电容提供的， 母线电容输出有功功率后会引起母线电压下降，PWM整流器检测到母线电压下降后再向 母线电容补充能量，这就存在一定滞后，但最终电机需要的能量是由PWM整流器提供。 为加快PWM整流器响应速度，需要将电机实时需要的有功功率反馈给PWM整流器，由 其迅速提供电机需要的有功功率，而不是被动的等到母线电压变化后才提供有功功率，这 也是本发明的目的，本发明中，电机输入有功功率P_m最终是由PWM整流器提供的，通 过通信方式将需要的P_m传送给PWM整流器。

在PWM整流器控制器中，在dq坐标下将P_m折算为对应的电网输入有功电流为 I_load＝P_m/E_d，由于工作过程中电网相序固定，因此E_d的方向不变，I_load方向与P_m方向一 致，即伺服驱动器向电机输入能量时I_load>0，电机向伺服驱动器反馈能量时I_load<0。PWM 整流器电流方向规定为整流工作状态时I_ed大于0，回馈工作状态时I_ed小于0，整流工作状 态时电网向PWM整流器输入能量，回馈工作状态时PWM整流器向电网反馈能量，因此 I_load方向同I_ed方向一致，将I_load作为前馈电流加到PWM整流器d轴电流环给定中，如图 3所示，d轴电流环给为和I_load之和，由于电流环的响应速度远高于外环电压环的响应 速度，这样PWM整流器输入有功功率可以根据伺服电机需要的有功功率进行快速调节， 实现了伺服系统输入有功功率和输出有功功率的动态平衡。

为验证本发明控制方法的性能，将现有技术所采用的直接负载电流前馈控制方法、估 测负载电流前馈控制方法与本发明的功率前馈控制方法分别进行实验测试。测试条件为， PWM整流器输出直流母线电压为650V，电机空载进行快速加减速运动，从0rpm加速到 200rpm间约为0.6s，加速完成后接着进行减速制动，从200rpm减速到0rpm时间约为0.6s。 并采集电机加减速过程中直流母线电压的波形。

未采用功率前馈时，如图4所示，电机加速过程中母线电容需要短时为电机提供较大 的能量，此时直流母线电压下降20V左右；电机减速制动过程中伺服驱动器会将电机机 械能转化为电能回馈到母线电容中，此时直流母线电压会升高20V左右。若电机带较大 负载运行，电机进行快速加减速时，母线电压波动范围会更大。

采用估测负载电流前馈后，如图5所示，电机加速过程中直流母线电压会降低10V 左右，而减速过程中直流母线电压会升高24V左右，该方法在加减速过程中对直流母线 电压波动的抑制效果不一致，主要是由于估测负载电流时需要对直流母线电压进行微分以 及滤波处理，导致估测负载电流值不准确以及存在滞后。

采用本发明的功率前馈后，如图6所示，电机加减速过程中直流母线电压波动在5V 以内，波动范围明显减少。

采用直接负载电流前馈后，电机加减速过程中直流母线电压的波动范围与图6基本一 致。

以上实验表明，本发明提出的功率前馈控制方法能够使PWM整流器输入有功功率根 据电机需要的有功功率进行快速调节，实现了系统输入有功功率和输出有功功率的动态平 衡，有效的提高了系统直流母线电压抗负载扰动的能力。

与直接负载电流前馈控制方法相比，在能达到同样控制性能的情况下，本发明提出的 方法充分利用已有的伺服系统软件平台和硬件平台，包括伺服系统已有的通信网络，不需 要增加额外硬件成本和布线，如电流传感器、信号处理及采样电路等，坐标变换及变量 U_mq、I_mq、E_d等的计算都是PWM整流器和伺服驱动器矢量控制所需要的，需要额外增 加的运算量较少，消除了直接负载电流前馈控制方法布线复杂带来的不利影响。

估测负载电流前馈控制方法需要对直流母线电压进行微分，微分运算不可避免的引入 噪声使得估算的负载电流存在噪声，同时计算中使用了滤波器导致估算的负载电流存在滞 后，以上因素使得此方法控制性能不理想。本发明提出的方法不需要复杂的运算，通过简 单的计算即可得到电机的实时有功功率，在计算精度和实时性方面要远优于估测负载电流 前馈控制方法。