一种变频器中IGBT驱动电路

摘要

本发明公开一种变频器中IGBT驱动电路，包括用于输出驱动信号的驱动信号输出模块、以及用于对驱动信号进行调整的信号反馈调整模块，驱动信号输出模块通过信号反馈调整模块连接IGBT开关管；信号反馈调整模块对信号反馈调整模块输出的驱动信号执行闭环控制，输出两路调整后的驱动信号，一路用于驱动IGBT开关管，另一路作为闭环控制的反馈信号。本发明具有结构简单、成本低廉、驱动效果好且IGBT驱动开通以及关断损耗低的优点。

说明书

技术领域

本发明涉及变频器大功率IGBT驱动技术领域，尤其涉及一种变频器中IGBT驱动电路。

背景技术

由于工艺的限制，IGBT管除了存在G、E极间的寄生电容外，不可避免的还寄生有米勒 电容(等效跨接在IGBT管的C、G极之间的电容)，IGBT管的损耗中大部分就产生于米勒 效应期间。IGBT管在导通或关断的过程中，C、E极之间的电压变化率很大，这样dv/dt通 过米勒电容传导，将使得IGBT管的驱动脉冲受到很大的阻碍而出现了米勒平台；通常在IGBT 管驱动脉冲的上升沿或下降沿的总时间中，米勒平台所占的时间一般都超过了二分之一；同 时由于驱动信号产生米勒效应时，IGBT管往往都处在线性区，而此时此刻的IGBT管还没有 完全导通，因而使得IGBT管在米勒效应期间产生大量的开通损耗和关断损耗。

目前变频器中大功率IGBT管驱动方式主要包括以下两种：

第一种：恒压源+驱动电阻方式

该类方式是目前最为常用的一种，具体是采用低内阻驱动器外加驱动电阻来实现大功率 IGBT管的驱动，典型的如三菱公司生产的M57962厚膜驱动器。采用该类方式，虽然驱动器 的内阻极低，但是串入的电阻通常都是欧姆级，因而当IGBT管快速开通时，米勒电容放电 产生的电流流经驱动电阻，将产生较大的压降，从而迫使驱动电压下降或者阻止其上升，使 得延长了米勒平台的时间，造成较大的开关损耗。

第二种：恒流源方式

该类方法具体是采用较大电流的恒流源对IGBT管的G、E极间的电容进行充电实现，典 型的如巴玛克公司生产AST965驱动芯片，其中充电时间由电流I和电容C的大小决定，且 由于G、E极间电容的大小相对固定，所以调节驱动器输出电流的大小就可以调节驱动的开 关速度。但是该类方式，由于是恒流驱动，如果设定驱动电流过小，则会引起更大的米勒效 应；如果驱动电流过大，则会引起开关速度过快；即使设定合适，其驱动效果也只和第一种 方式相当，因而实际上这种方式并不能有效减缓米勒效应，具有较大的IGBT开关损耗。

发明内容

本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种结构 简单、成本低廉、驱动效果好且IGBT驱动开通以及关断损耗低的变频器中IGBT驱动电路。

为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案为：

一种变频器中IGBT驱动电路，包括用于输出驱动信号的驱动信号输出模块、以及用于 对驱动信号进行调整的信号反馈调整模块，所述驱动信号输出模块通过所述信号反馈调整模 块连接IGBT开关管；所述信号反馈调整模块对所述驱动信号输出模块输出的驱动信号执行 闭环控制，输出两路调整后的驱动信号，一路用于驱动IGBT开关管，另一路作为闭环控制 的反馈信号。

作为本发明的进一步改进：所述信号反馈调整模块包括用于执行闭环控制以调整驱动信 号的信号调整单元、用于将驱动信号放大至所需大小的功率放大单元以及用于反馈输出驱动 信号的驱动输出反馈单元，所述信号调整单元通过所述功率放大单元连接IGBT开关管，所 述驱动输出反馈单元的一端连接所述功率放大单元的输出端，另一端连接所述信号调整单元 的输入端。

作为本发明的进一步改进：所述信号调整单元包括运算放大器以及由第一开关管U5、第 二开关管U6构成的一级推挽放大电路，所述运算放大器的输入端正极连接所述驱动信号输 出模块，输入端负极连接所述驱动输出反馈单元，输出端通过所述一级推挽放大电路连接所 述功率放大单元。

作为本发明的进一步改进：所述驱动输出反馈单元包括并联连接的第一电阻R1以及第 一电容C2。

作为本发明的进一步改进：所述功率放大单元采用推挽放大电路；所述功率放大单元的 输出端设置有用于滤除静电的TVS管。

作为本发明的进一步改进：所述驱动信号输出模块包括信号输入单元以及驱动曲线生成 单元，所述信号输入单元输入驱动信号，经所述驱动曲线生成单元生成具有所需驱动电压变 化曲线的驱动信号，输出至所述信号反馈调整模块。

作为本发明的进一步改进：所述驱动曲线生成单元包括由调整电阻RC1、调整电容C1 构成的积分电路，所述积分电路接入所述信号输入单元输出的驱动信号，调整所述调整电阻 RC1生成具有所需驱动电压变化曲线的驱动信号。

作为本发明的进一步改进：所述驱动曲线生成单元还包括设置在所述积分电路的输出端 的电压跟随器，通过所述电压跟随器将所述积分电路生成的驱动信号输出

作为本发明的进一步改进：所述信号输入单元包括隔离光耦，所述隔离光耦接入驱动信 号，经隔离后输出。

作为本发明的进一步改进：所述信号输入单元还包括用于进行过流保护的模拟开关，所 述模拟开关设置在所述信号输入单元的输出端。

与现有技术相比，本发明的优点在于：

1)本发明通过信号反馈调整模块对驱动信号输出模块输出的驱动信号进行调整，由驱动 输出作为反馈信号，通过闭环控制使得输入的驱动信号能够根据驱动输出进行调整，使驱动 输出信号跟踪输入信号，从而使IGBT管能够快速穿越米勒效应区域，大大降低米勒效应发 生的时间，有效解决了米勒效应问题，能够极大的减少IGBT管的开关损耗，同时提高IGBT 的相对电流容量；

2)本发明通过信号反馈调整模块使得IGBT的驱动输出信号与驱动输入信号一致，从而 可以便于实现接近理想的驱动信号，降低米勒效应发生的时间、减少IGBT管的开关损耗；

3)本发明驱动信号输出模块进一步包括驱动曲线生成单元，通过单独设置驱动曲线生成 单元可以生成所需的驱动信号变化曲线，以得到所需的驱动信号，同时可以避免不同功率段 的变频器需要频繁调整IGBT驱动电路的问题，提高系统的稳定性；

4)本发明驱动曲线生成单元进一步包括积分电路，驱动信号变化率通过积分电路中调整 电阻进行调节，能够实现IGBT驱动上升沿和下降沿的时间的精确设定，且调节后不受IGBT 等外部器件器件的参数影响，使得设计好的驱动参数能够直接覆盖各等级的IGBT，从而对于 不同类型的IGBT进行驱动时不需要进行任何的参数调整，不仅简化了调试、操作过程，同 时也简化了所需的计算等过程。

附图说明

图1是本实施例变频器中IGBT驱动电路的结构原理示意图。

图2是本发明具体实施例中IGBT驱动电路的电路结构示意图。

图3是应用本发明驱动电路直接驱动IGBT功率模块的驱动波形示意图。

图4是传统第一种驱动电路(门级电阻值为4.7R)的驱动波形示意图。

图5是传统第二种驱动电路(恒流源、驱动电流为1.5A)的驱动波形示意图。

图例说明：1、驱动信号输出模块；11、信号输入单元；12、驱动曲线生成单元；121、 积分电路；2、信号反馈调整模块；21、信号调整单元；211、一级推挽放大电路；22、功率 放大单元；23、驱动输出反馈单元。

具体实施方式

以下结合说明书附图和具体优选的实施例对本发明作进一步描述，但并不因此而限制本 发明的保护范围。

如图1、2所示，本实施例变频器中IGBT驱动电路，包括用于输出驱动信号的驱动信号 输出模块1、以及用于对驱动信号进行调整的信号反馈调整模块2，驱动信号输出模块1通过 信号反馈调整模块2连接IGBT开关管；信号反馈调整模块2对驱动信号输出模块1输出的 驱动信号执行闭环控制，输出两路调整后的驱动信号，一路用于驱动IGBT开关管，另一路 作为闭环控制的反馈信号。

本实施例通过信号反馈调整模块2对驱动信号输出模块1输出的驱动信号进行调整，由 驱动输出作为反馈信号，通过闭环控制使得输入的驱动信号能够根据驱动输出进行调整，使 驱动输出信号跟踪输入信号，从而使IGBT管能够快速穿越米勒效应区域，大大降低米勒效 应发生的时间，有效解决了米勒效应问题，能够极大的减少IGBT管的开关损耗，同时提高 IGBT的相对电流容量。

本实施例中，信号反馈调整模块2具体包括用于执行闭环控制以调整驱动信号的信号调 整单元21、用于将驱动信号放大至所需大小的功率放大单元22以及用于反馈输出驱动信号 的驱动输出反馈单元23，信号调整单元21通过功率放大单元22连接IGBT开关管，驱动输 出反馈单元23的一端连接功率放大单元22的输出端，另一端连接信号调整单元21的输入端。 通过信号调整单元21来实现输出和输入之间的关系运算，使得输出跟踪输入调整；功率放大 单元22提供大电流、高功率的放大，从而能够有效驱动变频器中大功率IGBT；驱动输出反 馈单元23则驱动输出信号反馈到信号调整单元21，使得信号调整单元21能够根据反馈信号 对输入信号进行调整，降低米勒效应发生的时间。

如图2所示，本发明具体实施例中信号调整单元21具体包括运算放大器U4B以及由第 一开关管U5、第二开关管U6构成的一级推挽放大电路211，运算放大器U4B的输入端正极 (具体为第5引脚)连接驱动信号输出模块1，输入端负极(具体为第6引脚)连接驱动输 出反馈单元23，输出端(具体为第7引脚)通过一级推挽放大电路211连接功率放大单元22。 运算放大器U4B接收驱动信号输出模块1输出的驱动信号以及功率放大单元22输出的反馈 信号，进行运放运算后输出调整后的驱动信号，调整后的驱动信号经一级推挽放大电路211 进行一级电压放大后输出，即其放大倍数为1，从而使驱动输出跟踪输入信号。

参见图2，本发明具体实施例中驱动输出反馈单元23包括并联连接的第一电阻R1以及 第一电容C2，通过第一电阻R1、第一电容C2进行阻抗匹配，将功率放大单元22输出的驱 动信号反馈回信号调整单元21的输入端。当然在其他实施例中，驱动输出反馈单元23也可 以根据实际需求采用其他形式的反馈电路。

本实施例中，功率放大单元22具体采用具有低栅压的MOS管对的推挽放大电路，将信 号调整单元21输出的调整后驱动信号进行电流放大，以能够驱动大功率的IGBT管，同时功 率放大单元22输出的信号被驱动输出反馈单元23采集并反馈到运算放大器U4B的第6引脚， 构成了一个闭环控制系统。如图2所示，本发明具体实施例中功率放大单元22采用Si456DY 型的功率放大器U2，功率放大器U2具有推挽结构的MOS管对，对一级推挽放大电路211 输出电压进行电流放大，其放大倍数可根据实际需求进行设定。运算放大器U4B输出的调整 后驱动信号，先通过由第一开关管U5、第二开关管U6构成的一级推挽放大电路211进行小 电流放大，再通过功率放大器U2的大电流放大，从而驱动大功率IGBT管。功率放大器U2 的输出端还设置有用于滤除静电的TVS管(TransientVoltageSuppressor，瞬变电压抑制二极 管)，即通过TVS管实现抗静电功能。

本实施例通过信号反馈调整模块2的闭环控制，可以使得IGBT的驱动输出信号与驱动 输入信号完全一致，从而可方便的实现接近理想的驱动信号，实现降低米勒效应发生的时间， 进而极大的减少IGBT管的开关损耗。

本实施例中，驱动信号输出模块1具体包括信号输入单元11以及驱动曲线生成单元12， 信号输入单元11通过驱动曲线生成单元12连接所述信号反馈调整模块2，信号输入单元11 输入IGBT的驱动信号，经驱动曲线生成单元12生成具有所需驱动电压变化曲线的驱动信号 输出。

本实施例通过单独设置驱动曲线生成单元12可以生成所需的驱动信号变化曲线，以得到 所需的驱动信号，同时可以避免不同功率段的变频器需要频繁调整IGBT驱动电路的问题， 提高系统的稳定性。传统变频器的IGBT驱动方式中，不管是恒压源模式还是恒流源模式， 一方面，其驱动曲线都是根据IGBT管的栅-射(G-E)极以及栅-集(G-C)极之间的计生电容调整 的，也就是说，当同样的电路需要用到不同功率等级的IGBT管时，由于不同功率等级的IGBT 管存在不同电容容值，则驱动电阻和恒流大小就需要调节，当使用不同IGBT管时也需要调 节其匹配参数，同时会导致系统的不稳定性；另一方面，驱动电压曲线是由IGBT管的G、E 极间电容和驱动电阻组成的RC积分电路决定曲线的形式，而由于米勒电容的存在，会导致 驱动电压曲线不确定，且会随着工作电压的不同而发生变化，通常高工作电压下驱动电压曲 线更加复杂多变。

如图2所示，本实施例驱动曲线生成单元12具体包括由调整电阻RC1、调整电容C1构 成的积分电路121，积分电路121接入信号输入单元11输出的驱动信号，调整调整电阻RC1 生成具有所需驱动电压变化曲线的驱动信号。驱动曲线生成单元12还包括设置在积分电路 121输出端的电压跟随器，通过电压跟随器将积分电路121生成的驱动信号输出，其中电压 跟随器为运放跟随器U4A，调整电阻RC1、调整电容C1分别通过电阻R2与运放跟随器U4 的输入端正极(对应第3引脚)连接，将积分电路121生成的具有所需驱动电压变化曲线的 驱动信号输出。

本实施例驱动信号变化率通过驱动曲线生成单元12中的调整电阻RC1进行调节，能够 实现IGBT驱动上升沿和下降沿的时间的精确设定，且调节后不受IGBT等外部器件器件的 参数影响，使得设计好的驱动参数能够直接覆盖20A～1200A1700V等级等的IGBT，从而对 于不同类型的IGBT进行驱动时不需要进行任何的参数调整，不仅简化了调试、操作过程， 同时也简化了所需的计算等过程。

本实施例中，信号输入单元11包括隔离光耦，隔离光耦接入驱动信号，经隔离后输出。 如图2所示，本发明具体实施例中隔离光耦具体采用FOD8321V型的光耦U1，接入驱动信 号并进行隔离。

本实施例中，信号输入单元11还包括用于进行过流保护的模拟开关，模拟开关设置在所 述信号输入单元11的输出端。如图2所示，本发明具体实施例中模拟开关具体采用 ADG1402BRMZ型的模拟开关U2，对输入信号执行过流保护。本实施例模拟开关在上电复 位时保证输入信号为无效状态，进而保证IGBT是处于关断的安全状态。

如图2所示，工作时，首先由PWM控制器输出的PWM信号驱动信号，PWM信号驱动 信号通过输入电阻R2将驱动信号输入隔离光耦U1，经过模拟开关U2进行过流保护后转换 为电平信号，输出至驱动曲线生成单元12；

信号输入单元11输出的驱动信号经过驱动曲线生成单元12的积分电路121生成所需的 驱动电压曲线，经电阻R2和运放跟随器U4A进行阻抗匹配后输出，其中通过曲线调整电阻 RC11的阻值调节后级输出的驱动电压的变化率；

信号调整单元21中运算放大器U4B的第5引脚接收驱动曲线生成单元12输出的目标驱 动信号、第6引脚接入驱动输出反馈单元23反馈的驱动输出信号，经运放运算进行闭环控制， 由一级推挽放大电路211进行一级小电流放大后输出调整后的驱动信号；

经功率放大单元22进行大电流放大后的驱动信号，连接大功率的IGBT管的G、E极实 现对IGBT的驱动，同时被由第一电阻R3、第一电容C2构成的驱动输出反馈单元23进行采 集，并反馈到信号调整单元21中运算放大器U4B的第6引脚，从而构成了一个闭环控制系 统，该闭环控制系统的增益β＝1，即使得驱动输出的信号完全跟踪运算放大器U4B的输入信 号(对应驱动曲线生成单元12输出的驱动信号)，由于驱动电路的输出信号完全和驱动曲线 生成单元12输出的信号一致，从而能够有效消除米勒效应。

本实施例采用最佳门极匹配电阻值对IGBT开关管进行驱动即为标准驱动，采用上述结 构，可以使得IGBT的驱动输出信号与驱动输入信号完全一致，从而方便的实现接近理想的 驱动信号，可以将米勒效应的时间缩短至现有标准驱动的1/10。

为验证本发明的有效性，将传统的驱动电路本发明上述驱动电路分别驱动FF300R17KE IGBT功率模块，将输出的驱动波形进行对比，对比结果如图3、4、5所示，驱动电路IGBT 的工作条件为：VGE＝±12V，VCE＝900V，IC＝10A。图3为应用本发明驱动电路输出的驱动 波形，图4为采用传统的恒压源+驱动电阻方式并取最佳门级匹配电阻值4.7R时得到的驱动 波形；图5为采用传统的恒流源方式，具体采用巴玛克AST965恒流源并设置驱动电流1.5A 时得到的驱动波形，图中水平分解度均为5V/DIV、垂直分解度均为1uS/DIV。由图中可知， 在要求同样的dv/dt的情况下，传统驱动电路输出的驱动波形均出现一个较长时间的米勒平 台，而应用本发明的驱动电路输出的驱动波形(如图5所示)却没有出现米勒平台，验证了 本发明能够有效解决米勒效应的问题。

上述只是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较 佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容， 依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明 技术方案保护的范围内。