一种基于无桥CUK隔离型三相功率因数校正变换器

摘要

本发明提供一种基于无桥CUK隔离型三相功率因数校正变换器。本发明的变换器包括星形连接的三相交流电源、三个无桥CUK隔离型变换器、输出滤波电容和负载，三个无桥CUK隔离型变换器的输入端分别各自与三相交流电源的A相、B相、C相电压连接，三个所述无桥CUK隔离型变换器通过互连端相互连接；三个所述无桥CUK隔离型变换器的输出接输出滤波电容的两端，输出滤波电容的两端接负载。本发明具有升降压输出、实现功率因数校正的功能和输入与输出隔离，消除相与相耦合造成的环流。本发明电路参数设计简单，易于控制。

说明书

技术领域

本发明涉及三相交流电的功率因数校正领域，尤其涉及一种升降压和隔离 输入输出的三相功率因数校正变换器。

背景技术

开关电源变换器的功率大于75W在接入电网前级加入功率因数校正变 换器，从而减少谐波对电网的污染。在中、大功率(几千瓦以上)应用场合， 一般情况下采用三相电源供电。采用传统的三相不控整流器整流会使输入电 流产生畸变，谐波含量增加，威胁电网的安全运行。广泛应用的三相BOOST 结构的PWM整流器输出电压高达500V以上，这对后级负载的电压应力要 求很高，在要求低电压输出时，输出端加一级DC/DC变换器降压之后给最 终的负载供电，这就增加了电源设计的成本和难度，降低整机效率。三相 BUCK结构的PWM整流电路可以实现降压，但是不能实现升压，在要求高 压输出时，输出端加DC/DC变换器，这就增加了电源设计的成本和难度， 降低整机效率。无论是三相BOOST结构的PWM整流电路还是三相BUCK 结构的PWM整流电路均不能够实现电气隔离。三相BUCK-BOOST PWM整 流电路虽然能够实现升降压，但是不能够实现电气隔离，将后级负载的干扰 传输到输入交流电源侧，加大了功率因数校正的难度。倘若直接用传统的三 个单级非隔离型BOOST并联在三相上，则存在相与相之间的环流，影响到 非隔离型BOOST变换器的工作。每相由非隔离型BOOST和后级隔离DC/DC 变换器组成的双级结构并联成的三相功率因数校正变换器，虽然具有升降压 和隔离的功能，但是由于需要设计两级电路，整机效率低，且每级电路都需 要控制电路，这就增加了设计成本和难度。对于传统的CUK和SEPIC隔离 型变换器也可以实现三相并联，但是由于前级一般采用不控二极管整流桥， 每半个工频周期均有两个二极管导通且存在整流二极管的反向恢复问题，采 用二极管不控整流桥与传统隔离型CUK和SEPIC变换器中开关管是硬开关 开通，开关管的损耗大，这都降低了整机的工作效率。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种基于无桥CUK 隔离型三相功率因数校正变换器，具体技术方案如下。

一种基于无桥CUK隔离型三相功率因数校正变换器，其包括星形连接 的三相交流电源、三个结构一样的无桥CUK隔离型变换器、输出滤波电容 和负载，三个所述无桥CUK隔离型变换器的输入端分别各自与三相交流电 源的A相、B相、C相电压连接，三个所述无桥CUK隔离型变换器通过互 连端相互连接；三个所述无桥CUK隔离型变换器的输出端接输出滤波电容 的两端，输出滤波电容的两端接负载。

进一步地，所述三个结构一样的无桥CUK隔离型变换器中，每个无桥 CUK隔离型变换器包括输入电感、第一原边二极管和第二原边二极管、第 一开关管和第二开关管、原边电容、高频变压器、副边电容、副边二极管和 副边电感组成，其中输入电感的一端作为无桥CUK隔离型变换器的输入端， 输入电感的另一端接第一原边二极管的阳极和第二原边二极管的阴极，第一 原边二极管的另一端与第一开关管源极和原边电容的一端连接；第一开关管 的漏极与第二开关管的源极连接，并在连接点处引出一端作为互联端，与另 外的变换器相连；原边电容的另一端与高频变压器的原边同名端连接；第二 原边二极管的阳极与第二开关管的漏极和高频变压器的原边非同名端连接； 高频变压器的副边非同名端与副边电容的一端相连；副边电容的另一端与副 边二极管的阴极和副边电感的一端相连接；副边电感的另一端作为输出端的 正极端，并与输出滤波电容和负载正极端相连接；高频变压器的副边同名端 与副边二极管的阳极连接，并在此连接点处引出一端作为输出端的共地端。

进一步地，三个无桥CUK隔离型变换器中的每个变换器具有单独的控 制器或由同一控制器同时控制。

进一步地，负载为纯电阻性负载、阻感性负载、阻容性负载或开关变换 器。

进一步地，所有二极管为普通二极管、功率二极管、晶闸管或全控型开 关管。

进一步地，所有开关管为MOSFET、带有寄生反并联二极管IGBT或反 并联二极管的单向导通的开关管。

与现有的技术相比较，本发明具有的优势为：实现接近于1的功率因数， 实现输入电压的升降压，满足后级负载的多种电气要求，输入交流电源侧与 输出负载端的电气隔离。当三个变换器均工作在断续模式下时，本发明只需 要一个电压环就可以控制三个隔离变换器，即可实现功率因数校正。这相对 于传统的BOOST PWM整流电路，控制方法很简单。前级采用的两个开关管 代替了整流桥中的二极管，在输入电源的正半周，每个变换器的上开关管 S_{1_i}(i＝1,2,3)实现零电流开通，下开关管S_{2_i}(i＝1,2,3)实现零电压开通，整 机的效率较高。本发明提出的一种基于无桥CUK隔离型三相功率因数校正 变换器中的三个变换器结构一样，参数一样，且减少了整机的设计难度和成 本，在工业化流水线生产中具有很大的优势。

附图说明

图1为一种基于无桥CUK隔离型三相功率因数校正变换器的结构图。

图2为一个工频周期的三相交流电波形图。

图3为六个开关管同时导通时三相功率因数校正变换器工作原理图。

图4为六个开关管关断，副边二极管I_{D3_i}(i＝1,2,3)都不为零时变换器的工作 原理图。

图5为六个开关管关断，副边二极管电流I_{D3_i}(i＝1,3)不为零，_{ID3_2}为零时变 换器的工作原理图。

图6为六个开关管关断，副边二极管电流I_{D3_3}不为零，I_{D3_i}(i＝1,2)为零时 变换器的工作原理图。

图7为六个开关管关断，副边二极管I_{D3_i}(i＝1,2,3)都为零时变换器的工作原 理图。

图8为本发明实施例设计为400V时的输入电感电流和输出电压波形。

图9为无桥CUK隔离型变换器(3)的上下两个开关管的电压和电流放大150 倍波形。

图10为每个输入电感电流和对应的交流相电压波形。

图11为截取模态5的一小段对应的三相交流电压波形和三个副边二极管电流 波形。

具体实施方案

为进一步阐述本发明的内容和特点，以下结合附图对本发明的具体实施 方案进行具体说明，但本发明的实施和保护不限于此，以下若有未特别详细 说明之处，均是本领域技术人员可采用现有技术实现的。

本发明的基本拓扑结构如图1所示，作为实施例提供一种基于无桥CUK 隔离型三相功率因数校正变换器，包括星形连接的三相交流电源、三个结构 一样的无桥CUK隔离型变换器、输出滤波电容和负载。第i(i＝1,2,3)个无 桥CUK隔离型变换器由输入电感L_{1_i}、原边二极管D_{1_i}和D_{2_i}、开关管S_{1_i}和S_{2_i}、原边电容C_{1_i}、高频变压器T_i、副边电容C_{2_i}、副边二极管D_{3_i}和 副边电感L_{2_i}组成。所有的二极管可以是普通二极管、功率二极管和晶闸管 和全控型开关管，所有的开关管可以是MOSFET和单向导通的开关并联二极 管。A相电压通过输入电感L_{1_1}接到原边二极管D_{1_1}阳极和原边二极管D_{2_1}阴极连接的节点，B相电压通过输入电感L_{1_2}接到原边二极管D_{1_2}阳极和原 边二极管D_{2_2}阴极连接的节点，C相电压通过输入电感L_{1_3}接到原边二极管 D_{1_3}阳极和原边二极管D_{2_3}阴极连接的节点。第一无桥CUK隔离型变换器 1的开关管S_{1_1}和开关管S_{2_1}之间的节点、第二无桥CUK隔离型变换器2的 开关管S_{1_2}和开关管S_{2_2}之间的节点和第三无桥CUK隔离型变换器3的开 关管S_{1_3}和开关管S_{2_3}之间的节点相互连接。高频变压器T_i(i＝1,2,3)的原边 绕组的同名端分别连接在原边电容C_{1_i}(i＝1,2,3)，副边绕组的异名端连接在 副边电容C_{2_i}(i＝1,2,3)的一端。

原边电容C_{1_i}和副边电容C_{2_i}(i＝1,2,3)都是无极性电容。副边电感 L_{2_i}(i＝1,2,3)一端连接副边电容C_{2_i}(i＝1,2,3)，一端相互连接在一起之后接 到滤波电容和负载。滤波电容C_out是大容量的电容。负载可以是纯电阻负载、 阻感性负载、容性负载和开关变换器。本发明实施例中每个无桥CUK隔离 型变换器工作在断续模式状态下，采用一个电压环控制器控制三个无桥CUK 隔离型变换器。

如附录图2所示，根据一个工频周期三相交流电源A相、B相和C相电 压的幅值和正负分成12个模态，每个模态所有开关管的开关动作一致。每个 模态变换器的工作原理分析方法类似，下面以第5个模态为例分析本发明实 施例的工作原理。如附录图2所示，在第5个模态，A相电压u_a＞0，B相电 压u_b＞0，C相电压u_c＜0，A相、B相和C相电压的幅值关系是|u_c|＞|u_a|＞|u_b|。

输入电感电流用I_{L1_i}(i＝1,2,3)表示，原边电容电压用V_{C1_i}(i＝1,2,3)表 示，高频变压器原边电压用V_{P_i}(i＝1,2,3)，高频变压器副边电压用 V_{S_i}(i＝1,2,3)表示，副边电容电压用V_{C2_i}(i＝1,2,3)表示，副边电感电流用 I_{L2_i}(i＝1,2,3)表示，副边二极管电流用I_{D3_i}(i＝1,2,3)表示。所有电压电流变 量的参考方向如附录图1所示。

六个开关管同时导通，本发明实施例变换器工作原理图如附录图3所示 输入电压通过开关管给输入电感充电。原边电容C_{1_i}(i＝1,2,3)通过开关管 S_{1_i}(i＝1,2,3)和S_{2_i}(i＝1,2,3)，再经过高频变压器T_i(i＝1,2,3)原边非同名端 给励磁电感充电，所以高频变压器T_i(i＝1,2,3)的原边电压V_{P_i}(i＝1,2,3)为负 值，感应到高频变压器T_i(i＝1,2,3)的副边电压V_{S_i}(i＝1,2,3)大于零，副边二 极管D_{3_i}(i＝1,2,3)承受反向电压而截止，副边二极管电流I_{D3_i}(i＝1,2,3)为 零，副边电容通过副边电感电流I_{L2_i}(i＝1,2,3)给负载供电。

六个开关管同时关断后，副边二极管电流I_{D3_i}(i＝1,2,3)都不等于零时， 本发明实施例变换器工作原理图如附录图4所示。在高频变压器的原边，输 入电感L_{1_1}和L_{1_2}的电流I_{L1_i}(i＝1,2)通过原边二极管D_{1_i}(i＝1,2)、原边电容 C_{1_i}(i＝1,2)、高频变压器T_i(i＝1,2)的原边同名端和开关管S_{2_i}(i＝1,2)续流 二极管顺序流入开关管的S_{1_3}的续流二极管、原边电容C_{1_3}、高频变压器T₃的原边同名端和原边二极管D_{2_3}回到输入电感L_{1_3}和C相电压。因此输入电 感电流I_{L1_1}和I_{L1_2}之和等于I_{L1_3}，输入电感L_{1_1}和L_{1_2}由于承受正电压，所 以其电流为I_{L1_1}和I_{L1_2}正值，即与参考方向一致，输入电感L_{1_3}由于承受负 电压，所以其电流为I_{L1_3}负值，即与参考方向相反。在高频变压器的副边， 高频变压器的副边电压V_{S_i}(i＝1,2,3)大于零，副边二极管D_{3_i}(i＝1,2,3)承受 正向电压而截止，副边二极管电流I_{D3_i}(i＝1,2,3)不为零，但是由于A相、B 相和C相电压的幅值关系是|u_c|＞|u_a|＞|u_b|，因此I_{D3_2}、I_{D3_1}和I_{D3_3}是依次减 少到零的，最后三者同时为零。对应的工作原理如附录图5、6和7所示。I_{D3_2}、 I_{D3_1}和I_{D3_3}为零之后，重新开始在模态5内下一个开关周期的工作过程。

下面对本发明实施进行仿真验证。每个模块的输出功率是200W，总的 输出功率为600W。设计参数如下：

输出功率：P_o＝200W*3

输入电压：220V/50Hz

效率：η＝95％

功率因数：PF＝0.99

总谐波含量：THD≤5％

输出电压：400V

根据以上参数设计主电路和控制电路，对本发明实施例进行了仿真。仿 真结果如附录图8、9、10和11所示。由于输入电感分别与三相电源串联， 因此输入电感电流也就是三相电源的输入电流，如附录图8所示，输入电感 电流I_{L1_1}、I_{L1_2}和I_{L1_3}的波形成正弦规律变化，且在仿真软件中测量输入电 感电流I_{L1_1}、I_{L1_2}和I_{L1_3}的总谐波含量THD值分别为2.947％、2.950％和 2.947％，均远小于国内标准规定10％。输出电压稳在400V。如附录图9所 示，无桥CUK隔离型变换器(3)上开关管实现零电流开通，下开关管实现 零电压开通。图9中电流放大150倍。附录图10给出了每一相电压和对应的 输入电感电流的波形，输入电感L_{1_1}的电流I_{L1_1}和A相电压u_a、输入电感L_{1_2}的电流I_{L1_2}和B相电压和输入电感L_{1_3}的电流I_{L1_3}和C相电压功率因数均为 0.999。附录图11是截取仿真结果中模态5的两个半开关周期，A相电压u_a＞0， B相电压u_b＞0，C相电压u_c＜0，A相、B相和C相电压的幅值关系是 |u_c|＞|u_a|＞|u_b|，从附录图11中可以看到I_{D3_2}、I_{D3_1}和I_{D3_3}是依次减少到零， 最后三者同时为零。所有仿真结果都充分验证了本发明在只有一个电压环控 制下，可实现功率因数校正。