一种双级逆D类功率放大电路及射频功率放大器

摘要

本发明适用于射频通信领域，提供了一种双级逆D类功率放大电路及射频功率放大器，该电路包括：与隔直电容连接的输入巴伦；正、负两路驱动级F类放大器，其两输入端分别通过两隔直耦合电容与输入巴伦的两输出端连接；正、负两路放大级逆F类放大器，其两输入端分别通过两电容与正、负两路驱动级F类放大器的两输出端连接；输出巴伦，其两输入端分别通过两电容与正、负两路放大级逆F类放大器的两输出端连接。本发明利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了功率放大器的效率、功率和增益，并且实现从基波到三次谐波阻抗的独立控制，降低设计难度，减少了后期调试的繁冗工作，另外还通过正负双路结构设计进一步提升了功率和增益。

说明书

技术领域

本发明属于射频通信领域，尤其涉及一种双级逆D类功率放大电路及射频 功率放大器。

背景技术

无线通信业的快速发展，使得人们的生活日益便捷，这导致无线通信系统 已经成为了人们不可或缺的一部分。通信技术的不断进步和人类环保意识的不 断加强，使得节能减排成为了现今通信系统发展所务必考虑的关键内容。作为 无线通信系统最为耗能的射频功率放大器，在收发设备中消耗了85％以上的功 率，因此如何提升功率放大器的效率成为了节能减排的核心；同时在发射机信 号功率经过多级放大时，末级功率放大器的功率增益也将影响系统的整体工作 效率，所以提升末级功率放大器的功率增益也具有重要的意义；再次，为提高 发射功率，功率合成技术也一直是放大器设计领域的研究重点问题。所以，实 现功率放大器高效率、高功率增益、提高输出功率的指标折衷是一个重要且有 价值的工程问题。

逆D类功率放大器是一种开关功率放大器，理想情况下，其效率可以达到 100％。逆D类功率放大器结构与推挽B类放大器的结构很接近，结合图1(a)， 但它的输出端不是一个宽带的电阻负载，而是RLC并联谐振网络。逆D类放 大器包含两只推挽结构的晶体管M1、M2，两个晶体管M1、M2在放大信号时 交替工作，前半个周期一个导通另一个截止，后半个周期开关工作状态互换， 因此可以看作理想的开关。由于RLC并联谐振网络的存在，该网络两端口的电 压应仅有基频成分，即电压应该为理想的正弦信号，从而输出变压器首级线圈 两端的电压也为理想的正弦信号，又因为两个晶体管各导通半个周期，则当一 个晶体管截止时，其漏极的电压应为半正弦波，而另一个晶体管因为导通，所 以漏极电压应为0。通过上面的分析可以得出，每个晶体管上的漏极电流为理 想方波，漏极电压为理想的半正弦波，并且其相位差为90°，结合图1(b)， 理想情况下每个晶体管上的漏极电压波形和漏极电流波形没有交叠，晶体管上 并没有能量损耗，电源功率全部转换为输出功率，理想逆D类功率放大器的漏 极效率为100％。受寄生参数的影响，逆D类功率放大器高频下晶体管的开关 延时不可忽略，由于晶体管的非理想特性，导致晶体管两端在同一时刻存在非 零值的电压和电流，流过晶体管的电流波形和电压波形将出现的重叠区，产生 直流功耗。

逆D类功率放大器的晶体管漏极电流为理想方波，漏极电压为理想的半正 弦波，这与逆F类功率放大器的输出波形一样。因此逆D类功率放大器可以等 效为两路推挽结构的逆F类功率放大器。对于逆F类功率放大器，基波阻抗必 须满足最佳基波阻抗匹配，高次谐波抗中必须满足偶次谐波开路，奇次谐波短 路。当晶体管输出负载阻抗二次谐波开路、三次谐波短路时，晶体管漏极电流 包含一次及三次谐波成分，漏极电压包含一次及二次谐波成分，此时功率放大 器可以实现75％的效率。满足偶次谐波开路，奇次谐波短路时，所包含的谐波 越高则逆F类功放的效率越高。但是，在实际F类功放电路设计中，由于各次 谐波阻抗控制电路之间会相互影响，要想满足所有高阶偶次谐波阻抗开路，所 有高阶奇次谐波短路的情况是很难的。一般来说，实际电路设计中往往只考虑 到三次谐波阻抗。

近年来，为了实现高效率逆D类射频功率放大器，一般利用并联谐振负载 网络实现的逆D类射频功率放大器使效率和工作频率都有待改善，然而目前的 设计方案的单级功放的功率增益低，一般只有12dB左右，也没有针对晶体管 寄生参数进行电路单独补偿控制，从而导致寄生参量影响放大器的阻抗匹配， 同时在进行谐波阻抗设计时，各次谐波阻抗控制电路相互之间会产生影响，因 此无法实现对各次谐波阻抗的独立控制，这就大大增加了电路设计者的设计复 杂度，需要花费大量的时间进行电路仿真及调试。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种双级逆D类功率放大电路，旨在解决现 有利用并联谐振负载网络实现的逆D类射频功率放大电路单级功放的功率增益 低，工作效率和输出功率不高以及仿真调试繁冗的问题。

本发明实施例是这样实现的，一种双级逆D类功率放大电路，所述电路包 括：

输入巴伦，所述输入巴伦的输入端与隔直电容C0的一端连接，所述隔直 电容C0的另一端为所述双级逆D类功率放大电路的输入端，所述输入巴伦的 第一输出端、第二输出端分别与隔直耦合电容C5、隔直耦合电容C5′的一端连 接；

正、负两路驱动级F类放大器，所述正、负两路驱动级F类放大器的输入 端分别与所述隔直耦合电容C5、所述隔直耦合电容C5′的另一端连接，所述正、 负两路驱动级F类放大器的输出端分别与隔直耦合电容C1、隔直耦合电容C1 ′的一端连接；

正、负两路放大级逆F类放大器，所述正、负两路放大级逆F类放大器的 输入端分别与所述隔直耦合电容C1、所述隔直耦合电容C1′的另一端连接，所 述正、负两路放大级逆F类放大器的输出端分别与隔直耦合电容C6、隔直耦合 电容C6′的一端连接；

输出巴伦，所述输出巴伦的第一输入端、第二输入端分别与所述隔直耦合 电容C6、所述隔直耦合电容C6′的另一端连接，所述输出巴伦的输出端与隔直 耦合电容C10的一端连接，所述隔直耦合电容C10的另一端为所述双级逆D类 功率放大电路的输出端。

本发明实施例的另一目的在于，提供一种采用上述双级逆D类功率放大电 路的射频功率放大器。

本发明实施例利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了 功率放大器的效率，使功放具有高功率、高增益的特性，并且F类驱动级和逆 F类放大级的输出匹配电路还可以实现从基波到三次谐波阻抗的独立、精确控 制，降低了晶体管的能量损耗，有效提高了设计效率，降低设计难度，减少了 后期调试的繁冗工作。同时，通过基于谐波整形技术的双级逆D类功率放大结 构设计，比单管结构的E类功放相比具有更高的功率输出能力，大大提升功率 放大器的功率增益。

附图说明

图1(a)为现有逆D类功率放大电路结构图；

图1(b)为理想情况下逆D类功率放大电路中晶体管漏极输出端电流与电 压波形示意图图；

图2为本发明实施例提供的双级逆D类功率放大电路的结构图；

图3(a)为本发明实施例提供的双级逆D类功率放大电路中驱动级F类放 大器的示例结构图；

图3(b)为本发明实施例提供的双级逆D类功率放大电路中放大级逆F 类放大器的示例结构图；

图4(a)为本发明实施例提供的双极逆D类功率放大电路中驱动级F类放 大器的优选结构图；

图4(b)为本发明实施例提供的双极逆D类功率放大电路中放大级逆F 类放大器的优选结构图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实 施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅 仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实 施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

本发明实施例利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了 功率放大器的效率、功率和增益，并且实现从基波到三次谐波阻抗的独立控制， 降低设计难度，减少了后期调试的繁冗工作，另外还通过正负双路结构设计进 一步提升了功率和增益。

以下结合具体实施例对本发明的实现进行详细描述：

图2示出了本发明实施例提供的双级逆D类功率放大电路的结构，为了便 于说明，仅示出了与本发明相关的部分。

作为本发明一实施例，该双级逆D类功率放大电路可以应用于任何射频功 率放大器中，包括：

输入巴伦3，输入巴伦3的输入端与隔直电容C0的一端连接，隔直电容 C0的另一端为双级逆D类功率放大电路的输入端，输入巴伦3的第一输出端、 第二输出端分别与隔直耦合电容C5、隔直耦合电容C5′的一端连接；

正、负两路驱动级F类放大器1，正、负两路驱动级F类放大器1的输入 端分别与隔直耦合电容C5、隔直耦合电容C5′的另一端连接，结合图4(a)隔 直耦合电容C5、隔直耦合电容C5′的另一端分别为正中间节点、负中间节点， 正、负两路驱动级F类放大器1的输出端分别与隔直耦合电容C1、隔直耦合电 容C1′的一端连接；

正、负两路放大级逆F类放大器2，正、负两路放大级逆F类放大器2的 输入端分别与隔直耦合电容C1、隔直耦合电容C1′的另一端连接，正、负两路 放大级逆F类放大器2的输出端分别与隔直耦合电容C6、隔直耦合电容C6′ 的一端连接；

输出巴伦4，输出巴伦4的第一输入端、第二输入端分别与隔直耦合电容 C6、隔直耦合电容C6′的另一端连接，输出巴伦4的输出端与隔直耦合电容C10 的一端连接，隔直耦合电容C10的另一端为双级逆D类功率放大电路的输出端。

本发明实施例利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了 功率放大器的效率，使功放具有高功率、高增益的特性，并且F类驱动级和逆 F类放大级的输出匹配电路还可以实现从基波到三次谐波阻抗的独立、精确控 制，降低了晶体管的能量损耗，有效提高了设计效率，降低设计难度，减少了 后期调试的繁冗工作。同时，通过基于谐波整形技术的双级逆D类功率放大结 构设计，比单管结构的E类功放相比具有更高的功率输出能力，大大提升功率 放大器的功率增益。

作为本发明一实施例，正、负两路驱动级F类放大器1的内部结构相同， 正、负两路放大级逆F类放大器2的内部结构相同，以下仅对一路驱动级F类 放大器1和一路放大级逆F类放大器2的结构进行说明。

结合图3(a)，驱动级F类放大器1包括：

第一晶体管M，第一晶体管M的功率信号输入端(栅极)为驱动级F类 放大器1的输入端，晶体管M的电流输出端(源极)接地；

第一寄生参数调节单元11，用于调节晶体管寄生参数对于F类功率放大器 的影响，第一寄生参数调节单元11的输入端与第一晶体管M的功率信号输出 端(漏极)连接；

在本发明实施例中，对于N型MOS管，从功率信号流图的角度讲，N型 MOS管将栅极输入的小功率信号放大为漏极输出的大功率信号，N型MOS管 的源极接地，第一寄生参数调节单元11处理的信号，既包含交流电压信号也包 含交流电流信号。

F类谐波阻抗控制单元12，用于对晶体管功率信号输出端的二次谐波至四 次谐波分别独立控制阻抗匹配，F类谐波阻抗控制单元12的输入端与第一寄生 参数调节单元11的输出端连接；

第一基波匹配单元13，用于对晶体管功率信号输出端的基波独立控制阻抗 匹配，第一基波匹配单元13的输入端与F类谐波阻抗控制单元12的输出端连 接，第一基波匹配单元13的输出端为驱动级F类放大器1的输出端。

在本发明实施例中，第一晶体管M的寄生参量模型包括：晶体管漏极和源 极间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p等。

作为本发明一实施例，第一寄生参数调节单元(网络)11可以由L型微带 线结构构成。

作为本发明一优选实施例，结合图4(a)，第一寄生参数调节单元(网络) 11位于第一晶体管M的功率信号输出端和F类谐波阻抗控制单元12之间，由 特征阻抗为Z₀的L型微带线中的第一传输线TL1和第二传输线TL2构成。通 过合理的选择第一传输线TL1的电长度为θ₁和第二传输线TL2的电长度θ₂的具 体值，实现对谐波阻抗的寄生补偿。

其中，第一传输线TL1的电长度θ₁和第二传输线TL2的电长度θ₂可以通过 以下公式求解得到：

${\theta }_1=\frac{1}{2}[\arctan \left(\frac{{6\mathrm{\pi \omega }}_0{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-8}{Z_0({12\mathrm{\pi \omega }}_0^2{C}_p{L}_d{R}_{\mathrm{opt}}-{16\omega }_0{C}_p-{3\mathrm{\pi R}}_{\mathrm{opt}})}\right)+\mathrm{n\pi }]$

${\theta }_2=\frac{1}{3}[\arctan \left(Z_0(\frac{1}{{3\omega }_0{L}_d}-{3\omega }_0{C}_p)\right)+\mathrm{n\pi }]-{\theta }_1$

上述公式中，n为整数，Z₀为微带的特征阻抗，单位为Ω；ω₀为基波角频 率，单位为rad/s；C_ds为寄生电容，单位为pF；L_d为寄生电感，单位为nH；C_p为封装寄生电容，单位为pF，R_opt最佳负载阻抗。

在实际设计时，第一传输线TL1的电长度为θ₁和第二传输线TL2的电长度 取大于零的最小值。

在本发明实施例中，通过合理的选择第一传输线TL1的电长度为θ₁和第二 传输线TL2的电长度θ₂的具体值，实现对谐波阻抗的寄生补偿。

对F类功率放大器，晶体管功率信号输出端所需的基波阻抗为Z_Fund，第一 基波匹配单元13输入端的基波阻抗为Z_Match，已知所需Z_Fund便可以求得对应的 Z_Match，两者关系可以用以下公式表示：

当基波阻抗控制网络的基波阻抗满足对应Z_Match就可以实现晶体管端口所 需基波阻抗匹配。

F类谐波阻抗控制单元12可以由三段特征阻抗均为Z₀的微带线结构构成， 包括：

第一串联微带线、第一开路微带线和第一短路微带线；

第一串联微带线的一端为F类谐波阻抗控制单元12的输入端，第一串联微 带线的另一端为F类谐波阻抗控制单元12的输出端同时与第一开路微带线和第 一短路微带线的一端连接，第一短路微带线的另一端接地；

第一串联微带线、第一开路微带线和第一短路微带线的特征阻抗相同。

其中，第一串联微带线的电长度为λ₀/4，第一开路微带线的电长度为 λ₀/12，第一短路微带线的电长度为λ₀/4，λ₀为基波频率的波长。

对于固定工作频率，该F类谐波阻抗控制单元12可同时实现输入端口处的 二次谐波短路、三次谐波开路、四次谐波短路。在图3(a)中，S表示谐波阻 抗短路，O表示谐波阻抗开路。也就是说，2S表示二次谐波短路，3S表示三 次谐波短路，4S表示四次谐波短路，1O表示基波开路，3O表示三次谐波开路。

二次谐波和三次谐波阻抗控制的具体原理阐述如下：

根据谐波控制电路输入端实现的二次谐波短路、三次谐波开路的阻抗条件， 能够得到从晶体管固有漏极处向负载方向的等效阻抗。对二次谐波，得到晶体 管固有漏极处的负载阻抗为：

$Z_{\mathrm{net}}\left({2\omega }_0\right)=\frac{Z_{\mathrm{TL}}+{j2\omega }_0{L}_d(1+{j2\omega }_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}})}{{j2\omega }_0{C}_{\mathrm{ds}}[Z_{\mathrm{TL}}+{j2\omega }_0{L}_d(1+{j2\omega }_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}})]+1+{j2\omega }_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}}---\left(1\right)$

其中，Z_TL＝jZ₀tan(2θ₁)，ω₀是基波角频率，晶体管漏极和源极之间的寄 生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p。

同样地，对三次谐波，由对应的等效电路，得到晶体管固有漏极处的负载 阻抗为：

$Z_{\mathrm{net}}\left({3\omega }_0\right)=\frac{Z_{\mathrm{TL}}^{\prime }+{j3\omega }_0{L}_d(1+{j3\omega }_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}^{\prime })}{{j3\omega }_0{C}_{\mathrm{ds}}[Z_{\mathrm{TL}}^{\prime }+{j3\omega }_0{L}_d(1+{j3\omega }_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}^{\prime })]+1+{j3\omega }_0{C}_p{Z}_{\mathrm{TL}}^{\prime }}---\left(2\right)$

其中，Z′_TL＝-jZ₀/tan(3θ₁+3θ₂)，ω₀是基波角频率，晶体管漏极和源极之 间的寄生电容C_ds、寄生电感L_d和封装寄生电容C_p。

作为本发明一实施例，第一基波匹配单元(网络)13可以由L型微带线结 构构成，包括第三微带线TL3和第四微带线TL4，其特征阻抗均为Z₀；

第三微带线TL3的一端为第一基波匹配单元13的输入端，第三微带线TL3 的另一端为第一基波匹配单元13的输出端与第四微带线TL4的一端连接。

本发明实施例通过合理的选择第三微带线TL3和第四微带线TL4的具体 值，能够实现F类功率放大器的基波阻抗匹配，同时不影响前端二次到四次谐 波阻抗的控制。

结合图3(b)，放大级逆F类放大器2包括：

第二晶体管Mb，第二晶体管Mb的功率信号输入端(栅极)为放大级逆F 类放大器2的输入端，第二晶体管Mb的电流输出端(源极)接地；

第二寄生参数调节单元11b，用于调节晶体管寄生参数对于逆F类功率放 大器的影响，第二寄生参数调节单元11b的输入端与第二晶体管Mb的功率信 号输出端(漏极)连接；

逆F类谐波阻抗控制单元12b，用于对晶体管功率信号输出端的二次谐波 至四次谐波分别独立控制阻抗匹配，逆F类谐波阻抗控制单元12b的输入端与 第二寄生参数调节单元11b的输出端连接；

第二基波匹配单元13b，用于对晶体管功率信号输出端的基波独立控制阻 抗匹配，第二基波匹配单元13b的输入端与逆F类谐波阻抗控制单元12b的输 出端连接，第二基波匹配单元13b的输出端为放大级逆F类放大器2的输出端。

在本发明实施例中，第二寄生参数调节单元11b与第一寄生参数调节单元 11的结构相同，第二基波匹配单元13b与第一基波匹配单元13的结构相同。

作为本发明一实施例，逆F类谐波阻抗控制单元12b包括：

第二串联微带线、第三串联微带线、第二开路微带线和第二短路微带线；

第二串联微带线的一端为逆F类谐波阻抗控制单元12b的输入端，第二串 联微带线的另一端同时与第三串联微带线、第二短路微带线的一端连接，短路 微带线的另一端接地，第二短路微带线的另一端为逆F类谐波阻抗控制单元12b 的输出端与第二开路微带线的一端连接。

在本发明实施例中，第二串联微带线、第三串联微带线、第二开路微带线 和第二短路微带线的特征阻抗相同，均为Z₀，其中，第二串联微带线的电长度 为λ₀/8，第三串联微带线的电长度为λ₀/24，第二短路微带线的电长度为 λ₀/4，第二开路微带线的电长度为λ₀/12，λ₀为基波频率的波长。

对于固定工作频率，该逆F类谐波阻抗控制单元12b可同时实现输入端口 处的二次谐波短路、三次谐波开路。在图3(b)中，S表示谐波阻抗短路，O 表示谐波阻抗开路。也就是说，2S表示二次谐波短路，3S表示三次谐波短路， 1O表示基波开路，3O表示三次谐波开路。

本发明实施例通过合理的选择各微带线电长度的具体值，能够实现逆F类 功率放大器的基波阻抗匹配，同时不影响前端二次到三次谐波阻抗的控制。

图4(a)、图4(b)分别示出了本发明实施例提供的双极逆D类功率放大 电路中驱动级F类放大器和放大级逆F类放大器的优选结构，为了便于说明， 仅示出了与本发明相关的部分。

在本发明实施例中，两路驱动级F类放大器1的结构相同，此处仅对一路 进行描述，结合图4(a)，驱动级F类放大器1还可以包括功率放大器输入部 分的电路：

第一输入稳定单元14，第一输入稳定单元14的输入端为驱动级F类放大 器1的输入端；

第一输入基波匹配单元15，第一输入基波匹配单元15的输入端与第一输 入稳定单元14的输出端连接，第一输入基波匹配单元15的输出端与第一晶体 管M的栅极输入端连接。

优选地，第一输入稳定单元14包括：

电阻R1、电阻R2、电容C2；

电阻R2的一端为第一输入稳定单元14的输入端同时与电容C2的一端和 电阻R1的一端连接，电阻R1的另一端接地，电阻R2的另一端与电容C2的 另一端连接，同时为第一输入稳定单元14的输出端。

第一输入基波匹配单元15包括：

第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7和第一直流偏置线TL0；

第五微带线TL5、第六微带线TL6、第七微带线TL7构成L型微带线结构， 第六微带线TL6和第七微带线TL7的一端连接，同时为第一输入基波匹配单元 15的输入端，第六微带线TL6的另一端同时与第五微带线TL5和第一直流偏 置线TL0的一端连接，第五微带线TL5的另一端为第一输入基波匹配单元15 的输出端，第一直流偏置线TL0的另一端为第一输入基波匹配单元15的馈电 端。

该第一直流偏置线TL0的电长度为λ₀/4，第五微带线TL5、第六微带线 TL6、第七微带线TL7需要根据基本L枝节匹配方法将放大器的输出负载阻抗 变换为最佳基波匹配负载匹配阻抗。

进一步地，驱动级F类放大器1还可以包括：

第一栅极直流偏置单元(网络)16和第一漏极直流偏置单元(网络)17；

第一栅极直流偏置单元16的馈电端与第一输入基波匹配单元15的直流馈 电端连接，第一栅极直流偏置单元16的偏置端与栅极偏置电压Vg相连；

第一漏极直流偏置单元17的馈电端与F类谐波阻抗控制单元12的直流馈 电端连接，第一漏极直流偏置单元17的偏置端与漏极偏置电压Vd相连。

优选地，第一栅极直流偏置单元16包括：

第八微带线TL8和电容C3；

第八微带线TL8的一端为第一栅极直流偏置单元16的馈电端与电容C3的 一端连接，第八微带线TL8的另一端为第一栅极直流偏置单元16的偏置端， 电容C3的另一端接地。

优选地，第一漏极直流偏置单元17包括：

第九微带线TL9和电容C4；

第九微带线TL9的一端为第一漏极直流偏置单元17的馈电端与电容C4的 一端连接，第九微带线TL9的另一端为第一漏极直流偏置单元17的偏置端， 电容C4的另一端接地。

在本发明实施例中，两路放大级逆F类放大器2的结构相同，此处仅对一 路进行描述，结合图4(b)，放大级逆F类放大器2还可以包括功率放大器输 入部分的电路：

第二输入稳定单元14b，第二输入稳定单元14b的输入端为放大级逆F类 放大器2的输入端；

第二输入基波匹配单元15b，第二输入基波匹配单元15b的输入端与第二 输入稳定单元14b的输出端连接，第二输入基波匹配单元15b的输出端与第二 晶体管Mb的栅极输入端连接。

优选地，第二输入稳定单元14b包括：

电阻R1b、电阻R2b、电容C2b；

电阻R2b的一端为第二输入稳定单元14b的输入端同时与电容C2b的一端 和电阻R1b的一端连接，电阻R1b的另一端接地，电阻R2b的另一端与电容 C2b的另一端连接，同时为第二输入稳定单元14b的输出端。

第二输入基波匹配单元15b包括：

第五微带线TL5b、第六微带线TL6b、第七微带线TL7b和第二直流偏置 线TL0b；

第五微带线TL5b、第六微带线TL6b、第七微带线TL7b构成L型微带线 结构，第六微带线TL6b和第七微带线TL7b的一端连接，同时为第二输入基波 匹配单元15b的输入端，第六微带线TL6b的另一端同时与第五微带线TL5b和 第二直流偏置线TL0b的一端连接，第五微带线TL5b的另一端为第二输入基波 匹配单元15b的输出端，第二直流偏置线TL0b的另一端为第二输入基波匹配 单元15b的馈电端。

该第二直流偏置线TL0b的电长度为λ₀/4，微带线TL5b、TL6b、TL7b需 要根据基本L枝节匹配方法将放大器的输出负载阻抗变换为最佳基波匹配负载 匹配阻抗。

进一步地，放大级逆F类放大器2还可以包括：

第二栅极直流偏置单元(网络)16b和第二漏极直流偏置单元(网络)17b；

第二栅极直流偏置单元16b的馈电端与第二输入基波匹配单元15b的直流 馈电端连接，第二栅极直流偏置单元16b的偏置端与栅极偏置电压Vg相连；

第二漏极直流偏置单元17b的馈电端与F类谐波阻抗控制单元12b的直流 馈电端连接，第二漏极直流偏置单元17b的偏置端与漏极偏置电压Vd相连。

优选地，第二栅极直流偏置单元16b包括：

第八微带线TL8b和电容C3b；

第八微带线TL8b的一端为第二栅极直流偏置单元16b的馈电端与电容C3b 的一端连接，第八微带线TL8b的另一端为第二栅极直流偏置单元16b的偏置 端，电容C3b的另一端接地。

优选地，第二漏极直流偏置单元17b包括：

第九微带线TL9b和电容C4b；

第九微带线TL9b的一端为第二漏极直流偏置单元17b的馈电端与电容C4b 的一端连接，第九微带线TL9b的另一端为第二漏极直流偏置单元17b的端， 电容C4b的另一端接地。

在实际设计中，晶体管M、晶体管Ma、晶体管Mb、晶体管Mc均可选用 型号为Cree CGH40006P的6W GaN HEMT晶体管或者CGH40010F的10W  GaN HEMT，也可以采用其他类型和型号的晶体管实现。

本发明实施例的另一目的在于，提供一种采用上述逆D类功率放大电路的 射频功率放大器。

本发明实施例利用F类驱动逆F类的推挽结构，通过谐波整形技术提升了 功率放大器的效率，使功放具有高功率、高增益的特性，并且F类驱动级和逆 F类放大级的输出匹配电路还可以实现从基波到三次谐波阻抗的独立、精确控 制，降低了晶体管的能量损耗，有效提高了设计效率，降低设计难度，减少了 后期调试的繁冗工作。同时，通过基于谐波整形技术的双级逆D类功率放大结 构设计，比单管结构的E类功放相比具有更高的功率输出能力，大大提升功率 放大器的功率增益。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的 精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保 护范围之内。