感应电动机控制装置以及感应电动机控制方法

摘要

一种感应电动机控制装置，其基于车辆信息设定电动机扭矩指令值，并对与驱动轮连接的感应电动机进行控制，该感应电动机控制装置，基于电动机扭矩指令值，对第1扭矩电流指令值以及第1励磁电流指令值进行运算，基于第1励磁电流指令值，对转子磁通进行推定。另外，基于转子磁通推定值以及第1扭矩电流指令值，对第1扭矩指令值进行计算，通过针对第1扭矩指令值实施将车辆的驱动轴扭矩传递系的固有振动频率分量去除的滤波处理，从而对第2扭矩指令值进行计算。并且，基于第2扭矩指令值以及转子磁通推定值，对第2扭矩电流指令值进行计算，基于第1励磁电流指令值以及第2扭矩电流指令值，对感应电动机的驱动进行控制。

说明书

技术领域

本发明涉及一种感应电动机的控制装置以及控制方法。

背景技术

在杉本英彦、小山正人、玉井伸三著的《AC伺服系统的理论和 设计的实际》的第72－98页中，公开有一种感应电动机用矢量控制， 该感应电动机用矢量控制通过对磁通电流和扭矩电流进行调整，从而 对电动机扭矩进行控制，其中，该磁通电流和扭矩电流是通过将流过 感应电动机的定子的三相交流电流变换为与电源角频率(＝电动机电 角频率+转差角频率)同步的正交二轴坐标系中而得到的。在以与扭 矩电流和转子磁通的比例成正比的方式对转差角频率进行控制的情 况下，感应电动机扭矩与转子磁通和扭矩电流的积成正比，其中，该 转子磁通是伴随相对于励磁电流的滞后而产生的，该扭矩电流与该转 子磁通正交。

JP2001－45613A所记载的同步电动机的减振控制装置，使驱动 扭矩要求值(T*)通过对车辆的驱动轴的扭转振动进行抑制的减振 滤波器，对驱动扭矩目标值(T1*)进行计算。在该同步电动机中， 通过设置在转子处的永磁铁而恒定地产生转子磁通，与扭矩电流和作 为恒定值的转子磁通扭矩的积成正比的同步电动机的输出扭矩，成为 线性的响应值，并与上述驱动扭矩目标值(T1*)一致。

然而，在将JP2001－45613A所记载的减振滤波器单纯地应用于 感应电动机的控制系的情况下，会发生后述的问题。即，通过与驱动 扭矩要求值对应地应用减振滤波器而得到的驱动扭矩目标值，虽然成 为能够降低扭转振动的目标值，但在感应电动机中，由于转子磁通滞 后而引起的电动机的输出扭矩成为非线性的响应值，因此，变得不与 驱动扭矩目标值一致。因此，变得无法抑制驱动轴的扭转振动。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种能够抑制驱动轴的扭转振动的感 应电动机控制装置。

本发明所涉及的感应电动机控制装置，基于车辆信息设定电动 机扭矩指令值，并对与驱动轮连接的感应电动机进行控制。该感应电 动机控制装置，基于电动机扭矩指令值，对第1扭矩电流指令值以及 第1励磁电流指令值进行运算，基于第1励磁电流指令值，对转子磁 通进行推定。另外，基于转子磁通推定值以及第1扭矩电流指令值， 对第1扭矩指令值进行计算，通过针对计算出的第1扭矩指令值实施 将车辆的驱动轴扭矩传递系的固有振动频率分量去除的滤波处理，从 而对第2扭矩指令值进行计算。并且，基于第2扭矩指令值以及转子 磁通推定值，对第2扭矩电流指令值进行计算，基于第1励磁电流指 令值以及第2扭矩电流指令值，对感应电动机的驱动进行控制。

下面，参照随附的附图，对本发明的实施方式进行详细的说明。

附图说明

图1是表示第1实施方式的感应电动机控制装置的结构的框图。

图2是加速器开度－扭矩表。

图3是表示减振控制运算器的详细结构的框图。

图4是表示磁通推定器的详细结构的框图。

图5是将车辆的驱动轴扭矩传递系模型化后的图。

图6A是表示在将JP2001－45613A所记载的减振滤波器应用于 永久磁铁型同步电动机的情况下的控制内容的图。

图6B是表示在将JP2001－45613A所记载的减振滤波器单纯地 应用于感应电动机的情况下的控制内容的图。

图6C是表示第1实施方式的感应电动机控制装置的控制内容的 图。

图7是表示通过第1实施方式的感应电动机控制装置而产生的 控制结果的一个例子的图。

图8是表示第2实施方式中的磁通推定器的详细结构的框图。

图9是表示第3实施方式中的磁通推定器的详细结构的框图。

图10是表示通过第3实施方式的感应电动机控制装置而产生的 控制结果的一个例子的图。

图11是表示第4实施方式中的扭矩扭矩目标值运算器的详细结 构的框图。

图12是表示通过第4实施方式的感应电动机控制装置而产生的 控制结果的一个例子的图。

具体实施方式

<第1实施方式>

图1是表示第1实施方式的感应电动机控制装置的结构的框图。 该感应电动机控制装置例如应用于电动汽车。在图1中示出了应用于 电动汽车后的结构例。此外，除了电动汽车以外，例如，也能够应用 于混合动力汽车、燃料电池汽车。

电动机控制器7将车速、加速器开度、转子位置信号、在驱动 电动机1中流动的电流等各种车辆变量的信号作为数字信号而输入， 并对应于各种车辆变量生成对驱动电动机1进行控制的PWM信号， 对应于该PWM信号，通过驱动电路而生成逆变器2的驱动信号。

逆变器2在各相上分别具有2对开关元件(例如IGBT、MOS －FET等功率半导体元件)，对应于由电动机控制器7生成的驱动信 号而将开关元件导通/断开，由此将从电池6供给的直流电压变换为 交流电压V_U、V_V、V_W，并供给至驱动电动机1。

驱动电动机1是三相交流感应电动机，利用从逆变器2供给的 交流电流产生驱动力，经由减速器3以及驱动轴4，向左右的驱动轮 5传递驱动力。另外，在车辆的行驶时，在由驱动轮5带动转动而进 行旋转时，通过产生再生驱动力，从而将车辆的动能作为电能进行回 收。在该情况下，逆变器2将在驱动电动机1的再生运转时产生的交 流电流变换为直流电流，并向电池6供给。

对电动机控制器7的详细动作进行说明。

电流传感器8对三相交流电流中的至少2相的电流(例如，U 相电流i_U、V相电流i_V)进行检测。检测出的2相的电流i_U、i_V通过 A/D变换器9变换为数字信号，并输入至三相/二相电流变换器10。 此外，在将电流传感器8仅安装在2相上的情况下，剩下的1相的电 流i_W，能够通过下式(1)求出。

【式1】

i_w＝-i_u-i_v     …(1)

三相/二相电流变换器10进行从3相交流坐标系(uvw轴)向后 述的以电源角速度ω进行旋转的正交2轴直流坐标系(γ－δ轴)的变 换。具体地说，输入u相电流i_U、v相电流i_V、w向电流i_W以及由变 换用角度运算器11求出的电源角θ，通过下式(2)，对γ轴电流(励 磁电流)iγ、δ轴电流(扭矩电流)iδ进行计算。电源角θ通过对电源 角速度ω进行积分而求出。

【式2】

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\gamma }\\ i_{\delta }\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}cos\theta & \sin \theta \\ -\sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right)...\left(2\right)$

磁极位置检测器12输出与驱动电动机1的转子位置(角度)对应 的A相B相Z相的脉冲。脉冲计数器13输入A相B相Z相的脉冲， 输出转子机械角度θ_rm。角速度运算器14输入转子机械角度θ_rm，根 据其时间变化率，求出转子机械角速度ω_rm、以及将电动机极对数p 与转子机械角速度ω_rm相乘而得到的转子电角速度ω_re。

电动机扭矩指令值运算器15基于加速器开度APO以及车速V， 通过参照图2所示的加速器开度－扭矩表，对电动机扭矩指令值T_m* 进行计算。

车速V(km/h)通过与未图示的车速传感器、未图示的制动器控 制器等其他控制器通信而获取。另外，通过将轮胎滚动半径R与转子 机械角速度ω_rm相乘，并除以末端传动齿轮的齿轮比，从而求出车速v (m/_s)，通过乘以3600/1000进行单位变换，求出车速V(km/h)。

加速器开度APO(％)从未图示的加速器开度传感器中获取，或 者通过与未图示的车辆控制器等其他控制器进行通信而获取。

减振控制运算器16输入电动机扭矩指令值T_m*、转子机械角速度 ω_rm、直流电压值V_dc，计算不会牺牲驱动轴扭矩的响应而对驱动力传 递系振动(驱动轴4的扭转振动)进行抑制的γ轴电流指令值(励磁 电流指令值)iγ*以及δ轴电流指令值(扭矩电流指令值)iδ*。对于γ 轴电流指令值(励磁电流指令值)iγ*以及δ轴电流指令值(扭矩电流 指令值)iδ*的计算方法，在后文中进行叙述。

根据从设置在电池6和逆变器2间的直流电源线路中的电压传感 器(未图示)，或者从未图示的电池控制器发送的电源电压值，求出 直流电压值V_dc(V)。

励磁电流控制器17、扭矩电流控制器18分别求出电压指令值， 该电压指令值用于使测量出的γ轴电流(励磁电流)iγ、δ轴电流(扭 矩电流)iδ，无恒定偏差地以期望的响应性，分别追随γ轴电流指令值 (励磁电流指令值)iγ*以及δ轴电流指令值(扭矩电流指令值)iδ*。 通常，如果由解耦控制器20实现的对γ－δ正交坐标轴间的耦合电压 进行抵消的控制能够理想地起作用，则成为1输入1输出的单纯的控 制对象特性，因此，能够通过简单的PI反馈补偿器实现。将使用作为 解耦控制器20的输出的解耦电压Vγ*_#dcpt、Vδ*_#dcpt对作为励磁电流控 制器17、扭矩电流控制器18的输出的各电压指令值进行校正(相加) 后的值，设为γ轴电压指令值(励磁电压指令值)Vγ*、δ轴电压指令 值(扭矩电压指令值)Vδ*。

转差角频率控制器19将γ轴电流(励磁电流)iγ、δ轴电流(扭 矩电流)iδ作为输入，根据下式(3)、(4)计算转差角速度ω_se。其 中，M、Rr、Lr是感应电动机的参数，分别表示互感、转子电阻、转 子自感。是转子磁通的响应时间常数，s是拉普拉斯算子。

【式3】

${\omega }_{se}=\frac{M·R_r}{L_r}·\frac{i_{\delta }}{{\phi }_{\gamma }}...\left(3\right)$

【式4】

${\phi }_{\gamma }=\frac{M}{{\tau }_{\phi }·s+1}·i_{\gamma }...\left(4\right)$

将转差角速度ω_se与转子电角速度ω_re相加后的值设为电源角速度 ω。通过实施该转差角频率控制，感应电动机扭矩与γ轴电流(励磁电 流)iγ、δ轴电流(扭矩电流)iδ的积成正比。

解耦控制器20输入测量出的γ轴电流(励磁电流)iγ、δ轴电流 (扭矩电流)iδ_s、电源角速度ω，通过下式(5)对为了抵消γ－δ正交 坐标轴间的耦合电压而需要的解耦电压Vγ*_#dcpt、Vδ*_#dcpt进行计算。其 中，σ、L_s是感应电动机的参数，分别表示漏磁系数、定子的自感。

【式5】

V_{γ_dcpl}＝-ω·σ·L_s·i_δ

$V_{\delta \_dcpl}=\omega ·(\sigma ·L_s·i_{\gamma }+\frac{M}{L_r}{\phi }_{\gamma })...\left(5\right)$

二相/三相电源变换器21进行从以电源角速度ω进行旋转的正交 2轴直流坐标系(γ－δ轴)向3相交流坐标系(uvw轴)的变换。具体 地说，输入γ轴电压指令值(励磁电压指令值)Vγ*、δ轴电压指令值 (扭矩电压指令值)Vδ*、和对电源角速度ω进行积分后的电源角θ， 通过进行由下式(6)表示的坐标变换处理，对UVW各相的电压指 令值V_U*、V_V*、V_W*进行计算并输出。

【式6】

$\left(\begin{array}{c}{v}_u^{*}\\ v_v^{*}\\ v_w^{*}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}\cos \theta & -\sin \theta \\ \sin \theta & \cos \theta \end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{v}_{\gamma }^{*}\\ v_{\delta }^{*}\end{array}\right)\mathrm{...}\left(6\right)$

在此，电动机扭矩T_m由下式(7)表示。

【式7】

T_m＝K_T·φ_γ·i_δ…(7)

其中，iγ、iδ分别由下式(8)～(10)表示。

【式8】

${\phi }_{\gamma }=\frac{M}{{\tau }_{\phi }·s+1}·i_{\gamma }...\left(8\right)$

【式9】

$i_{\gamma }=\frac{1}{{\tau }_{\gamma }·s+1}·{i_{\gamma }}^{*}···\left(9\right)$

【式10】

$i_{\delta }=\frac{1}{{\tau }_{\delta }·s+1}·{i_{\delta }}^{*}...\left(10\right)$

其中，式(7)中的K_T是由感应电动机的参数决定的系数，式(8) ～(10)中的τγ、τδ分别是转子磁通的响应时间常数、γ轴电流的 响应时间常数、δ轴电流的响应时间常数。

图3是表示减振控制运算器16的详细结构的框图。减振控制运算 器16具有电流指令值运算器22、磁通推定器23、扭矩目标值运算器 24以及扭矩电流指令值运算器25，并将由电流指令值运算器22运算 的γ轴电流指令值iγ₁*以及由扭矩电流指令值运算器25运算的δ轴电 流指令值iδ₂*，作为γ轴电流指令值(励磁电流指令值)iγ*以及δ轴 电流指令值(扭矩电流指令值)iδ*而分别进行输出。

电流指令值运算器22输入电动机扭矩指令值T_m*、转子机械角速 度ω_rm、以及直流电压值V_dc，对第1γ轴电流指令值iγ₁*以及第1δ轴 电流指令值iδ₁*进行计算。能够通过使映射数据预先存储在存储器中， 并参照该映射数据，从而分别求出第1γ轴电流指令值iγ₁*以及第1δ轴 电流指令值iδ₁*，其中，该映射数据决定目标电动机扭矩、电动机转速 (机械角速度ω_rm)、直流电压值V_dc和γ轴电流指令值、δ轴电流指 令值的关系。

图4是表示磁通推定器23的详细结构的框图。磁通推定器23 具有励磁电流响应运算器41、扭矩电流响应运算器42、磁通响应运 算器43以及乘法器44。

第1扭矩指令值T₁*以及转子磁通推定值分别通过下式(11)、 (12)计算。

【式11】

${T_1}^{*}=K_T·\hat{\phi }·{i_{\delta 1}}^{**}...\left(11\right)$

【式12】

$\hat{\phi }=\frac{M}{{\tau }_{\phi }·s+1}·{i_{\gamma 1}}^{**}...\left(12\right)$

另外，式(11)中的iδ₁**以及式(12)中的iγ₁**分别通过式(13)、 (14)进行计算。

【式13】

${i_{\gamma 1}}^{**}=\frac{1}{{\tau }_{\gamma }·s+1}·{i_{\gamma 1}}^{*}...\left(13\right)$

【式14】

${i_{\delta 1}}^{**}=\frac{1}{{\tau }_{\delta }·s+1}·{i_{\delta 1}}^{*}...\left(14\right)$

其中，式(11)中的K_T是由感应电动机的参数决定的系数，式(12) ～(14)中的τγ、τδ分别是转子磁通的响应时间常数、γ轴电流的 响应时间常数、δ轴电流的响应时间常数。

励磁电流响应运算器41通过式(13)，对第2γ轴电流指令值iγ₁** 进行计算，扭矩电流响应运算器42通过式(14)，对第2δ轴电流指 令值iδ₁**进行计算。磁通响应运算器43通过式(12)，对转子磁通 推定值进行计算。如式(11)所示，通过乘法器44将转子磁通推定 值和第2δ轴电流指令值iδ₁**相乘，并进一步与K_T相乘而求出第1 扭矩指令值T₁*。

图3所示的扭矩目标值运算器24，针对第1扭矩指令值T₁*，进 行将车辆的驱动轴扭矩传递系的固有振动频率分量去除的滤波处理， 计算第2扭矩指令值T₂*(参照式(15))。

【式15】

T₂^*＝G_INV(s)·T₁^*…(15)

对将车辆的驱动轴扭矩传递系的固有振动频率分量去除的滤波器 G_INV(s)的导出方法进行说明。图5是将车辆的驱动轴扭矩传递系模 型化后的图，车辆的运动方程式由下式(16)～(20)表示。

【式16】

$J_m·{\stackrel{·}{\omega }}_m=T_m-T_d/N...\left(16\right)$

【式17】

$2J_w·{\stackrel{·}{\omega }}_w=T_d-rF...\left(17\right)$

【式18】

$M·\stackrel{·}{V}=F...\left(18\right)$

【式19】

$T_d=K_d\int (\frac{{\omega }_m}{N_{al}}-{\omega }_w)dt...\left(19\right)$

【式20】

F＝K_t·(rω_m-V)…(20)

在此，各参数如下所述。

J_m：电动机惯量

J_w：驱动轴惯量(1轴的量)

K_d：驱动轴的扭转刚性

K_t：与轮胎和路面的摩擦相关的系数

N_al：整体齿轮比

r：轮胎负重半径

ω_m：电动机角速度

ω_w：驱动轮角速度

T_m：电动机扭矩

T_d：驱动轴扭矩

F：驱动力(2轴的量)

V：车速

如果对式(16)～(20)进行拉普拉斯变换，求出从电动机扭矩指 令值T_m至电动机角速度ω_m的传递特性Gp(s)，则成为式(21)、(22)。

【式21】

ω_m＝G_p(s)·T_m…(21)

【式22】

$G_p\left(s\right)=\frac{1}{s}·\frac{b_3{s}^3+b_2{s}^2+b_{1}s+b_0}{a_3{s}^3+a_2{s}^2+a_{1}s+a_0}...\left(22\right)$

其中，式(22)中的各参数a₃～a₀、b₃～b₀由下式(23)表示。

【式23】

a₃＝2J_mJ_wM

a₂＝K_tJ_m(2J_w+r²M)

a₁＝K_dM(J_m+2J_w/N²)

a₀＝K_dK_t(J_m+2J_w/N²+r²M/N²)…(23)

b₃＝2J_wM

b₂＝K_t(2J_w+r²M)

b₁＝K_dM

b₀＝K_dK_t

对式(22)进行整理，并由下式(24)表示。其中，式(24)中 的ζ_p和ω_p分别是驱动扭转振动系的衰减系数和固有振动频率。

【式24】

$G_p\left(s\right)=\frac{1}{s}·\frac{(s+\beta )·(b_2^{\prime }{s}^2+b_1^{\prime }s+b_0^{\prime })}{(s+\alpha )·(s^2+2{\zeta }_p{\omega }_{p}s+{{\omega }_p}^2)}...\left(24\right)$

下面，对表示与针对车辆的扭矩输入对应的电动机旋转速度的响 应目标的理想模型G_m(s)和传递函数G_INV(s)进行说明。理想模型 G_m(s)由式(25)表示，G_INV(s)由式(26)表示。其中，式中的ζ_m和ω_m分别是理想模型的衰减系数和固有振动频率。

【式25】

$G_m\left(s\right)=\frac{1}{s}·\frac{(s+\beta )·(b_2^{\prime }{s}^2+b_1^{\prime }s+b_0^{\prime })}{(s+\alpha )·(s^2+2{\zeta }_m{\omega }_{m}s+{{\omega }_m}^2)}...\left(25\right)$

【式26】

$G_{INV}\left(s\right)=\frac{G_m\left(s\right)}{G_P\left(s\right)}=\frac{s^2+2{\zeta }_p{\omega }_{p}s+{{\omega }_p}^2}{s^2+2{\zeta }_m{\omega }_{m}s+{{\omega }_m}^2}...\left(26\right)$

图3中的扭矩电流指令值运算器25输入第2扭矩指令值T₂*和转 子磁通推定值通过下式(27)，计算δ轴电流指令值iδ₂*。

【式27】

${i_{\delta 2}}^{*}={T_2}^{*}/(K_T·\hat{\phi })...\left(27\right)$

图6A是表示在将减振滤波器(参照JP2001－45613A)应用于 永久磁铁型同步电动机的情况下的控制内容的图，图6B是表示在将 JP2001－45613A所记载的减振滤波器单纯地应用于感应电动机的情 况下的控制内容的图，图6C是表示第1实施方式的感应电动机控制 装置的控制内容的图。

如图6A所示，在将减振滤波器应用于永久磁铁型同步电动机的 情况下，将驱动扭矩要求值T*通过减振滤波器Gm/Gp而求出驱动扭 矩目标值T₂*，并基于驱动扭矩目标值T₂*，求出d轴电流指令值i_d* 以及q轴电流指令值i_q*。在永久磁铁型同步电动机中，通过设置在 转子处的永磁铁恒定地产生转子磁通与作为恒定值的转子磁通和q轴电流的积成正比的同步电动机的输出扭矩T成为线性的响应 值，与上述驱动扭矩目标值T₂*一致。

在将减振滤波器Gm/Gp单纯地应用于感应电动机的情况下，如 图6B所示，基于将驱动扭矩要求值T*通过减振滤波器Gm/Gp而得 到的驱动扭矩目标值T₂*，求出γ轴电流指令值iγ*以及δ轴电流指令 值iδ*。在感应电动机中，由于产生转子磁通滞后，因此，电动机输出 扭矩T成为非线性的响应值，不与驱动扭矩要求值T*一致，导致无 法抑制驱动轴的扭转振动。

此外，预先对在感应电动机中产生转子磁通的产生滞后的原因 进行说明。在永久磁铁型同步电动机中，通过设置在转子处的永磁铁 而产生转子磁通，但在感应电动机中，由于不存在永磁铁，因此转子 自身不产生转子磁通。在感应电动机中，通过由电流流过定子而产生 的磁通，从而在笼型形状的转子的金属棒中产生感应电流而产生转子 磁通，因此，由转子产生的磁通相对于由定子产生的磁通产生滞后。

在第1实施方式的感应电动机控制装置中，如图6C所示，基于 驱动扭矩要求值T*求出γ轴电流指令值iγ₁*以及δ轴电流指令值iδ₁*， 基于γ轴电流指令值iγ₁*求出考虑到转子磁通滞后的转子磁通推定值另外，基于转子磁通推定值以及δ轴电流指令值iδ₁*求出第1 扭矩指令值T₁*，将求出的第1扭矩指令值T₁*通过减振滤波器Gm/Gp， 由此求出第2扭矩指令值T₂*。并且，基于转子磁通推定值以及第 2扭矩指令值T₂*求出最终的δ轴电流指令值iδ₂*。

图7是表示通过第1实施方式的感应电动机控制装置而产生的 控制结果的一个例子的图。图7(a)～(d)分别表示电动机扭矩指 令值、γ轴电流、δ轴电流、车辆前后加速度，实线示出了本实施方式 的控制结果，虚线示出了对比例的控制结果。所谓对比例，是指将 JP2001－45613A所记载的减振滤波器单纯地应用于感应电动机的控 制系的技术，即，基于驱动扭矩目标值，对驱动电动机进行控制的技 术，其中，该驱动扭矩目标值是通过相对于驱动扭矩要求值应用减振 滤波器而得到的。

在对比例中，由于转子磁通滞后而引起驱动扭矩目标值和实际 扭矩不一致，因此，产生驱动轴扭转振动，并产生车辆前后加速度冲 击(车辆前后加速度的振动)。相对于此，在本实施方式的感应电动 机控制装置中，通过实现利用δ轴电流对驱动轴扭转振动进行抑制的 电动机扭矩，能够抑制驱动轴扭转振动，并得到无冲击的顺滑的响应。

如上所述，第1实施方式的感应电动机控制装置，基于车辆信息 设定电动机扭矩指令值T_m*，对与驱动轮连接的感应电动机1进行控 制，在该感应电动机控制装置中，基于电动机扭矩指令值T_m*，运算第 1δ轴电流指令值iδ₁*以及第1γ轴电流指令值iγ₁*，基于第1γ轴电流指 令值iγ₁*，对转子磁通进行推定。另外，基于转子磁通推定值以及 第1δ轴电流指令值iδ₁*，对第1扭矩指令值T₁*进行计算，针对计算 出的第1扭矩指令值T₁*，实施对车辆的驱动轴扭矩传递系的固有振动 频率分量进行去除的滤波处理，由此对第2扭矩指令值T₂*进行计算。 并且，基于第2扭矩指令值T₂*以及转子磁通推定值对第2δ轴电 流指令值iδ₂*进行计算，基于第1γ轴电流指令值iγ₁*以及第2δ轴电流 指令值iδ₂*，对电动机的驱动进行控制。如果简单地说明特征，即，针 对基于转子磁通的推定值以及第1δ轴电流指令值iδ₁*而计算出的 第1扭矩指令值T₁*，实施对车辆的驱动轴扭矩传递系的固有振动频率 分量进行去除的滤波处理，计算非线性的第2扭矩指令值T₂*，并基于 第2δ轴电流指令值iδ₂*和第1γ轴电流指令值iγ₁*，对感应电动机的驱 动进行控制，其中，第2δ轴电流指令值iδ₂*是基于第2扭矩指令值T₂* 以及转子磁通推定值计算得到的。由此，能够抑制车辆的驱动轴 的扭转振动，而不会受到感应电动机特有的转子磁通滞后的影响。

特别是，通过将去除了车辆的驱动轴扭矩传递系的固有振动频率 分量的第2扭矩指令值T₂*除以转子磁通推定值计算第2δ轴电流 指令值iδ₂*，因此，能够防止由扭矩响应的非线性特性引起的实际扭矩 的相位错位，并能够抑制驱动轴的扭转振动。

另外，基于对与γ轴电流指令值对应的γ轴电流值的响应进行模 拟后的传递特性、和对与γ轴电流对应的转子磁通的响应进行模拟后 的传递特性，推定转子磁通，因此，能够通过滤波处理计算转子磁通 推定值。

<第2实施方式>

在电流响应与转子磁通响应相比足够快速的情况下，能够省略由 磁通推定器23进行的电流响应推定运算处理。

图8是表示第2实施方式的磁通推定器23的详细结构的框图。 第2实施方式的磁通推定器23具有磁通响应运算器61以及乘法器 62，通过下式(28)、(29)计算第1扭矩指令值T₁*以及转子磁通 推定值其中，K_T是由感应电动机的参数决定的系数，是转子 磁通响应的时间常数。

【式28】

${T_1}^{*}=K_T·\hat{\phi }·{i_{\delta 1}}^{*}...\left(28\right)$

【式29】

$\hat{\phi }=\frac{M}{{\tau }_{\phi }·s+1}·{i_{\gamma 1}}^{*}...\left(29\right)$

如上所述，即使在第2实施方式的感应电动机控制装置中，也与 第1实施方式的感应电动机控制装置相同地，能够抑制车辆的驱动轴 的扭转振动，而不会受到感应电动机特有的转子磁通滞后的影响。另 外，基于对与γ轴电流对应的转子磁通的响应进行模拟后的传递特性， 推定转子磁通，因此，能够通过滤波处理计算转子磁通推定值。

<第3实施方式>

感应电动机在从转子磁通为零的状态起使扭矩产生的情况下，由 于转子磁通响应的滞后而产生扭矩产生的响应滞后。在第3实施方式 的感应电动机控制装置中，从输入电动机扭矩指令值之前起，预先使 一定量的转子磁通产生。

图9是表示第3实施方式中的磁通推定器23的详细结构的框图。 第3实施方式中的磁通推定器23具有磁通响应运算器71、乘法器72、 减法器73、加法器74，通过下式(30)、(31)，计算第1扭矩指 令值T₁*和转子磁通推定值其中，K_T是由感应电动机的参数决 定的系数，是转子磁通响应的时间常数。另外，iγ_1#offset是预先输 入的γ轴电流偏移值。

【式30】

${T_1}^{*}=K_T·\hat{\phi }·{i_{\delta 1}}^{*}...\left(30\right)$

【式31】

$\hat{\phi }=\frac{M}{{\tau }_{\phi }·s+1}·({i_{\gamma 1}}^{*}-i_{\gamma 1\_offset})+M·i_{\gamma 1\_offset}...\left(31\right)$

图10是表示通过第3实施方式的感应电动机控制装置而产生的 控制结果的一个例子的图。图10(a)～(d)分别表示电动机扭矩指 令值、γ轴电流、δ轴电流、前后加速度，实线示出了本实施方式的控 制结果，虚线示出了对比例的控制结果。

在本实施方式中，从输入电动机扭矩指令值之前起预先使一定量 的γ轴电流iγ_1#offset流过，因此，能够改善扭矩响应，并且抑制驱动轴 扭转振动，并能够得到高响应且无冲击的顺滑的响应。

如上所述，第3实施方式中的感应电动机控制装置，从输入电动 机扭矩指令值之前起，预先使一定量的转子磁通产生，因此，能够改 善电动机扭矩的响应，并且抑制驱动轴扭转振动。

<第4实施方式>

对在诸如惯性滑行、从减速到加速这样的行驶情况下，也考虑齿 轮的反向间隙的影响而将车辆的驱动轴扭矩传递系的固有振动频率分 量去除的方法进行说明。

图11是表示第4实施方式中的扭矩目标值运算器24的详细结 构的框图。扭矩目标值运算器24具有车辆模型81和驱动轴扭转角速 度F/B模型82，其中，该车辆模型81是由对车辆参数和齿轮间隙(gear  backlash)进行模拟后的死区模型而构成的，该驱动轴扭转角速度F/B 模型82是从第1扭矩指令值T₁*中，减去F/B增益K_FBI与近似驱动轴 扭转角速度相乘的值而得到的。将第1扭矩指令值T₁*、和F/B增益 K_FBI与近似驱动轴扭转角速度ω^Λ_d相乘而得到的值的偏差，设为第2 扭矩指令值T₂*。

对由车辆模型81所进行的处理进行说明。

如果对式(16)～(20)进行拉普拉斯变换，求出从电动机扭矩指 令值T_m至驱动轴扭矩T_d的传递特性，则由下式(32)表示。

【式32】

$\frac{T_d}{T_m}=\frac{c_{1}s+c_0}{a_3{s}^3+a_2{s}^2+a_{1}s+a_0}...\left(32\right)$

c₁＝2K_dJ_wM/N

c₀＝K_dK_t(2J_w+r²M)/N

如果根据式(17)、(19)、(20)，求出从电动机角速度ω_m至驱动轮角速度ω_W的传递特性，则由下式(33)表示。

【式33】

$\frac{{\omega }_w}{{\omega }_m}=\frac{b_{1}s+b_0}{b_3{s}^3+b_2{s}^2+b_{1}s+b_0}·\frac{1}{N}...\left(33\right)$

根据式(21)、(22)、(33)，从电动机扭矩指令值T_m至驱动 轮角速度ω_w的传递特性，由下式(34)表示。

【式34】

$\frac{{\omega }_w}{T_m}=\frac{1}{N}·\frac{1}{s}·\frac{b_{1}s+b_0}{a_3{s}^3+a_2{s}^2+a_{1}s+a_0}...\left(34\right)$

根据式(32)、(34)，从驱动轴扭矩T_d至驱动轮角速度ω_w的 传递特性，由下式(35)表示。

【式35】

${\omega }_w=\frac{1}{N}·\frac{1}{s}·\frac{b_{1}s+b_0}{c_{1}s+c_0}{T}_d...\left(35\right)$

如果对式(16)进行变形，则得到下式(36)。

【式36】

$\frac{{\omega }_m}{N}=\frac{1}{J_{m}Ns}{T}_m-\frac{1}{J_m{N}^{2}s}{T}_d\mathrm{...}\left(36\right)$

根据式(35)、(36)，驱动轴扭转角速度ω_m/N－ω_w由下式(37) 表示。

【式37】

$\begin{array}{c}\frac{{\omega }_m}{N}-{\omega }_w=\frac{1}{J_{m}Ns}{T}_m-\frac{1}{J_m{N}^{2}s}{T}_d-\frac{1}{N}·\frac{1}{s}·\frac{b_{1}s+b_0}{c_{1}s+c_0}{T}_d\\ =\frac{1}{s}·(\frac{T_m}{J_{m}N}-H_w\left(s\right)·T_d)\end{array}\mathrm{...}\left(37\right)$

其中，式(37)中的H_w(s)由下式(38)表示。

【式38】

$H_w\left(s\right)=\frac{v_{1}s+v_0}{w_{1}s+w_0}$

v₁＝J_mNb₁+c₁＝2J_wMN(J_m+K_d/N²)

v₀＝J_mNb₀+c₀＝K_dK_t(2J_mN²+2J_w+r²M)/N

w₁＝J_mN²c₁＝2K_dJ_mJ_wMN

w₀＝J_mN²c₀＝K_dK_tJ_m(2J_w+r²M)N         …(38)

另外，如果利用死区将从电动机至驱动轴的间隙特性进行模型化， 则驱动轴扭矩T_d由下式(39)表示。

【式39】

$T_d=\left(\begin{array}{cc}{K}_d(\theta -{\theta }_d/2)& (\theta \ge {\theta }_d/2)\\ 0& (-{\theta }_d/2<\theta <{\theta }_d/2)\\ K_d(\theta +{\theta }_d/2)& (\theta \le -{\theta }_d/2)\end{array}\right)...\left(39\right)$

在此，θ_d是从电动机至驱动轴的整体的间隙量。

下面，对驱动轴扭转角速度F/B模型82进行说明。

如果使用根据车辆模型81而计算出的近似驱动轴扭转角速度ω^Λ_d＝ω_m/N－ω_w，将驱动轴扭转角速度F/B指令值T_FB由下式(40)表示， 则根据式(19)，能够将驱动轴扭转角速度F/B指令值T_FB改写为如式 (41)所示。

【式40】

T_FB＝K_FB1·(ω_m/N-ω_w)     …(40)

【式41】

$T_{FB}=\frac{K_{FB1}s}{K_d}·T_d...\left(41\right)$

另外，式(32)能够变形为下式(42)。其中，ζ_p和ω_p分别是驱 动扭矩传递系的衰减系数和固有振动频率。

【式42】

$\frac{T_d}{T_m}=\frac{c_{1}s+c_0}{a_3{s}^3+a_2{s}^2+a_{1}s+a_0}=\frac{c_1}{a_3}·\frac{s+c_0/c_1}{(s+\alpha )(s^2+2{\zeta }_p{\omega }_{p}s+{\omega }_p^2)}...\left(42\right)$

如果调查式(42)的极点和零点，则在一般的车辆中α≒C_θ/C₁， 因此极点、零点抵消，成为下式(43)。

【式43】

$T_d=\frac{g_t}{s^2+2{\zeta }_P{\omega }_{p}s+{\omega }_p^2}{T}_m...\left(43\right)$

g_t＝c₀/(a₃·α)

在根据式(41)、(43)，从电动机扭矩指令值T_m中减去驱动轴 扭转角速度F/B指令值T_FB的情况下，驱动轴扭矩T_d由下式(44)表 示。

【式44】

$\begin{array}{c}{T}_d=\frac{g_t}{s^2+2{\zeta }_p{\omega }_{p}s+{\omega }_p^2}\left(T_m-T_{FB}\right)\\ =\frac{g_t}{s^2+2{\zeta }_p{\omega }_{p}s+{\omega }_p^2}\left(T_m-\frac{K_{FB1}s}{K_d}·T_d\right)\end{array}\mathrm{...}\left(44\right)$

如果对式(44)进行变形，则驱动轴扭转角速度F/B系的传递特 性由下式(45)表示。

【式45】

$T_d=\frac{g_t}{s^2+(2{\zeta }_P{\omega }_p+g_t{K}_{FB1}/K_d)s+{\omega }_p^2}{T}_m...\left(45\right)$

如果将标准响应由下式(46)表示，则驱动轴扭转角速度F/B系 的传递特性和标准响应一致的条件由式(47)表示。

【式46】

$T_d=\frac{g_t}{s^2+2{\omega }_{p}s+{\omega }_p^2}{T}_m...\left(46\right)$

【式47】

2ζ_pω_p+g_tK_FB1/K_d＝2ω_p        …(47)

根据式(47)，F/B增益K_FBI由下式(48)表示。

【式48】

K_FB1＝2(1-ζ_p)ω_pK_d/g_t       …(48)

图12是表示通过第4实施方式的感应电动机控制装置而产生的 控制结果的一个例子的图。图12(a)～(d)分别表示电动机扭矩指 令值、γ轴电流、δ轴电流、前后加速度，实线示出了本实施方式的控 制结果，虚线示出了对比例的控制结果。

在对比例中，在诸如从惯性滑行到加速行驶这样的情况下，由于 齿轮的间隙的影响，产生较大的驱动轴扭转振动，并产生车辆前后加 速度的振动。相对于此，在本实施方式中，能够使考虑到齿轮的间隙 的电动机扭矩产生，因此，能够得到无冲击的顺滑的响应。

本发明并不限定于上述的实施方式，而能够实现各种各样的变形、 应用。

本申请基于在2013年1月25日向日本专利厅申请的特愿2013－ 012535而主张优先权，本申请的全部内容通过参照而包含于本说明书 中。