交流旋转电机的控制装置、具备交流旋转电机的控制装置的交流旋转电机驱动系统及电动助力转向系统

摘要

根据本发明的交流旋转电机的控制装置、交流旋转电机的控制方法以及具备交流旋转电机的控制装置的交流旋转电机驱动系统，将叠加有与输入至自身的高频信号相对应的高频分量的高频功率提供给交流旋转电机，并且基于交流旋转电机的输出转矩所包含的输出转矩高频和高频信号之间的相位差来计算交流旋转电机的旋转位置，由此能获得一种不受交流旋转电机的转速、是否有电突极性以及是否发射磁饱和这些情况的制约，而能推定交流旋转电机的旋转位置的交流旋转电机的控制装置、具备交流旋转电机的控制装置的交流旋转电机驱动系统以及电动助力转向系统。

说明书

技术领域

本发明涉及不使用位置传感器而能推定交流旋转电机的旋转位置的交流 旋转电机的控制装置、具备交流旋转电机的控制装置的交流旋转电机驱动系统 以及电动助力转向系统。

背景技术

以往，在控制交流旋转电机的情况下，为了以与转子的旋转位置相对应的 适当相位来提供电流，需要编码器、分解器以及霍尔元件(Hall element)这样 的位置传感器。然而，在使用上述位置传感器的情况下，存在价格方面、传感 器的可靠性、布线的繁琐性等问题点。

因此，为了解决上述问题点，提出了如下控制装置：不使用位置传感器， 而通过推定转子的旋转位置来控制交流旋转电机。

作为这种现有的交流旋转电机的控制装置的具体示例，具有如下控制装 置：利用自适应观测器基于交流旋转电机的感应电压来推定交流旋转电机的转 速，利用积分器对推定得到的转速进行积分，从而推定旋转位置(例如，参照 专利文献1)。

此外，具有如下控制装置：通过利用因在具有电突极性的交流旋转电机的 任意两个旋转轴上施加高频电压时所发生的因突极性而引起的两个旋转轴上 各分量的电感差异，来推定旋转位置(例如，参照专利文献2)。

此外，具有如下控制装置：通过利用因在交流旋转电机的任意两个旋转轴 上施加高频电压时所发生的因磁饱和而引起的电感差异，来推定旋转位置(例 如，参照专利文献3)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4672236号公报

专利文献2：日本专利第3312472号公报

专利文献3：日本专利第4632157号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，现有技术存在以下问题。

专利文献1所记载的现有技术中，基于交流旋转电机的感应电压来推定转 速及旋转位置，与交流旋转电机的转速成比例地产生交流旋转电机的感应电 压。因此，存在如下问题：在转速较低的区域中，感应电压较小，因此不能高 精度地推定旋转位置，此外，在交流旋转电机停止的情况下，由于不产生感应 电压，因此，原理上来说无法推定旋转位置。

此外，在专利文献2所记载的现有技术中，基于具有电突极性的交流旋转 电机的电感差异来推定旋转位置。因此，具有在不具有突极性的非突极交流旋 转电机的情况下，无法推定旋转位置的问题。

此外，在专利文献3所记载的现有技术中，基于因磁饱和而产生的交流旋 转电机的电感差异来推定旋转位置。因此，存在如下问题：需要向交流旋转电 机提供足够大的电流以发生磁饱和，在处于不发生磁饱和的供电状态的情况 下，无法推定旋转位置。并且还存在如下问题：在发生磁饱和的区域中，旋转 磁通相对于电流变化而发生的变化为非线性，因此交流旋转电机的控制并不容 易。

本发明是用于解决上述问题而完成的，其目的在于，获得一种不受交流旋 转电机的转速、是否有电突极性以及是否发生磁饱和这些情况的制约，能推定 交流旋转电机的旋转位置的交流旋转电机的控制装置、具备交流旋转电机的控 制装置的交流旋转电机驱动系统以及电动助力转向系统。

解决技术问题所采用的技术手段

本发明所涉及的交流旋转电机的控制装置包括：交流旋转电机；向交流旋 转电机提供功率的功率提供部；对交流旋转电机的输出转矩进行检测的转矩检 测部；以及推定交流旋转电机的旋转位置的旋转位置推定部，功率提供部对希 望提供给交流旋转电机的功率叠加规定的高频功率，旋转位置推定部基于输出 转矩所包含的高频分量和与高频功率相对应的高频分量，来推定旋转位置。

发明效果

根据本发明，能将叠加有与输入至自身的高频信号相对应的高频分量的高 频功率提供给交流旋转电机，并且基于交流旋转电机的输出转矩所包含的输出 转矩高频和高频信号之间的相位差，来计算交流旋转电机的旋转位置。由此， 能获得一种不受交流旋转电机的转速、是否有电突极性以及是否发射磁饱和这 些情况的制约，而能推定交流旋转电机的旋转位置的交流旋转电机的控制装 置、具备交流旋转电机的控制装置的交流旋转电机驱动系统以及电动助力转向 系统。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的交流旋转电机的控制装置的结构图。

图2是表示本发明的实施方式1中、实际的d-q轴及推定d-q轴与高频电流的 合成矢量之间的相位关系的说明图。

图3是本发明的实施方式2的交流旋转电机的控制装置的结构图。

图4是本发明的实施方式3的电动助力转向系统的结构图。

图5是表示本发明的实施方式3中、分别施加于交流旋转电机、方向盘、以 及传动轴的转矩的关系的说明图。

图6是表示本实施方式3中、与施加于交流旋转电机的输出轴的转矩相对应 的输出转矩高频和与转矩检测部所检测出的转矩相对应的输出转矩高频之间 的相位关系的说明图。

具体实施方式

以下，使用附图，对本发明的交流旋转电机的控制装置、具备交流旋转电 机的控制装置的交流旋转电机驱动系统及电动助力转向系统的优选实施方式 进行说明。另外，在附图的说明中，对相同要素标注相同的标号，并省略重复 说明。

实施方式1.

图1是本发明的实施方式1的交流旋转电机的控制装置的结构图。该图1中， 除了交流旋转电机的控制装置以外，还一并示出了作为控制对象的交流旋转电 机1及转矩检测部2。

本实施方式1的交流旋转电机的控制装置包括功率提供部10以及旋转位置 推定部20。交流旋转电机1中，由功率提供部10提供高频功率，转矩检测部2对 交流旋转电机1输出的输出转矩Tm进行检测。另外，在发明的详细说明中使用 的该“高频功率”是指在不会对交流旋转电机1的旋转控制产生影响的范围内， 对从功率提供部10提供给交流旋转电机1的功率叠加高频分量后得到的功率。

另外，下面对于交流旋转电机1的两个旋转轴上的第1轴和第2轴，如以下 方式来表示说明。即，第1轴与交流旋转电机1的转子磁通的相位方向相同，表 示为d轴，第2轴在与第1轴正交的方向上，表示为q轴。

此处，本实施方式1具有以下技术特征。

(特征1)功率提供部10基于基准指令信号、高频信号以及旋转位置推定 部20运算得到的旋转位置，将叠加有与高频信号相对应的高频分量的高频功率 提供给交流旋转电机1。

(特征2)旋转位置推定部20从提供高频功率的交流旋转电机1的输出转矩 提取出高频分量，以作为输出转矩高频，基于输出转矩高频及高频信号对旋转 位置进行计算。

以下，对上述技术特征的详细情况进行说明

首先，对功率提供部10进行说明。此处，为了进行具体的例示并进行说明， 假设以下的情况。即，从外部输入至功率提供部10的基准指令信号中，作为d 轴基准指令信号为d轴电流指令id1*，作为q轴基准指令信号为q轴电流指令 iq1*。此外，输入至功率提供部10的高频信号中，作为d轴高频信号为d轴高频 电流Aid、作为q轴高频信号为q轴高频电流Aiq。并且，假设作为由功率提供部 10提供的高频功率，向交流旋转电机1施加叠加有与高频信号相对应的高频分 量的三相交流电压的情况。

d轴电流指令id1*及q轴电流指令iq1*表示d-q轴上的电流指令中的d轴分量 和q轴分量。同样地，d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq表示d-q轴上的高频电 流中的d轴分量和q轴分量。

从基准指令信号发生部(未图示)向功率提供部10输入d轴电流指令id1* 及q轴电流指令iq1*，从高频信号发生部(未图示)向功率提供部10输入d轴高 频电流Aid及q轴高频电流Aiq。

功率提供部10向交流旋转电机1施加基于d轴电流指令id1*及q轴电流指令 iq1*、d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq、旋转位置推定部20计算得到的旋转 位置θ而生成的三相交流电压。另外，此处所说的“旋转位置θ”是指交流旋转电 机1的转子的旋转位置。

功率提供部10包括高频叠加部11、电流控制部12、坐标转换部13、功率转 换部14以及电流检测部15。

高频叠加部11通过叠加(相加)d轴电流指令id1*及d轴高频电流Aid，来生 成d轴高频叠加电流指令id2*，并输出至电流控制部12。同样地，高频叠加部11 通过叠加(相加)q轴电流指令iq1*及q轴高频电流Aiq，来生成q轴高频叠加电 流指令iq2*，并输出至电流控制部12。

此处，d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq如下式(1)所示，为相同振幅、 相同频率、且彼此正交的正弦波。作为下式(1)中的参数，A表示高频的振幅， wh表示高频的角频率，t表示时刻。

[数学式1]

Aid＝Acos(wh×t)

                            (1)

Aiq＝Asin(wh×t)

d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq用于旋转位置推定部20对旋转位置θ进 行计算的过程中。并且，在不对交流旋转电机1的旋转控制产生影响的范围内， 将振幅A设定地足够小。

此外，设定角频率wh，以使得从转矩检测部2检测出的输出转矩Tm中提取 高频分量(即、角频率wh分量)而得到的输出转矩高频Tmhf仅基于d轴高频电 流Aid及q轴高频电流Aiq。即，将角频率wh设定为比d轴电流指令id1*及q轴电 流指令iq1*所包含的频率分量大足够多的值(大规定倍的值)。

另外，具体设定的振幅A及角频率wh根据交流旋转电机1的用途而有所不 同。

另外，本实施方式1中，对d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq为相同振幅、 相同频率、且彼此正交的正弦波的情况进行了举例说明，但并不仅限于正弦波。 即，d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq可以是例如梯形波、矩形波、三角波、 或锯齿形波这样不同形状的波动，波动的种类并无限定。并且，d轴高频电流 Aid及q轴高频电流Aiq的振幅并不一定要相同，在叠加不同振幅的d轴高频电流 及q轴高频电流的情况下也能获得同样的效果。

电流控制部12生成d轴电压指令vd*和q轴电压指令vq*，以使得高频叠加部 11输出的d轴高频叠加电流指令id2*及q轴高频叠加电流指令iq2*、坐标转换部 13输出的d轴检测电流id及q轴检测电路iq在各轴分量上相一致。

坐标转换部13基于旋转位置推定部20计算得到的旋转位置θ，来对电流检 测部15检测出的u相检测电流iu、v相检测电流iv以及w相检测电流iw进行坐标转 换，从而生成d轴检测电流id及q轴检测电流iq，并输出至电流控制部12。并且， 坐标转换部13基于旋转位置推定部20计算得到的旋转位置θ，来对电流控制部 12输出的d轴电压指令vd*和q轴电压指令vq*进行坐标转换，从而生成u相电压 指令vu*、v相电压指令vv*、以及w相电压指令vw*。

功率转换部14向交流旋转电机1提供叠加有与d轴高频电流Aid及q轴高频 电流Aiq相对应的高频分量的高频功率。即，功率转换部14向交流旋转电机1施 加坐标转换部13输出的基于u相电压指令vu*、v相电压指令vv*、以及w相电压 指令vw*的三相交流电压。在功率转换部14将三相交流电压施加于交流旋转电 机1的情况下，作为流过各相的电流，电流检测部15检测出u相检测电流iu、v 相检测电流iv以及w相检测电流iw。

由此，功率提供部10基于d轴电流指令id1*及q轴电流指令iq1*、d轴高频电 流Aid及q轴高频电流Aiq、旋转位置推定部20计算得到的旋转位置θ，向交流旋 转电机1提供高频功率。

此外，d轴高频叠加电流指令id2*及q轴高频叠加电流指令iq2*并不是对于 与交流旋转电机1的实际旋转位置相对应的d-q轴上(下面，称为实际的d-q轴上) 的电流指令，而是对于与旋转位置推定部20计算得到的旋转位置相对应的d-q 轴上(下面，称为推定d-q轴上)的电流指令。因而，以偏移实际的d-q轴与推 定d-q轴之间的相位差分的方式，向交流旋转电机1提供d轴高频叠加电流指令 id2*及q轴高频叠加电流指令iq2*。

接着，对旋转位置推定部20的详细情况进行说明。从转矩检测部2向旋转 位置推定部20输入输出转矩Tm，从高频信号发生部(未图示)向旋转位置推 定部20输入d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq。此处，输入至旋转位置推定部 20的输出转矩Tm是通过向交流旋转电机1提供高频功率而由交流旋转电机1输 出的转矩。因而，输出转矩Tm中包含有与d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq 相对应的高频分量。

此外，旋转位置推定部20具有输出转矩高频发生部21、推定误差运算部22、 以及推定误差控制部23。并且，推定误差运算部22包括乘法运算部221、积分 部222、以及位置误差推定部223，推定误差控制部23包括PI控制部231。

输出转矩高频发生部21基于转矩检测部2检测出的输出转矩Tm，提取出与 输出转矩Tm所包含的高频分量相对应的输出转矩高频Tmhf。即，输出转矩高 频发生部21仅提取出d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的角频率wh附近的信 号，从而生成输出转矩高频Tmhf，并输出至推定误差运算部22。作为输出转矩 高频发生部21例如能使用带通滤波器等。

推定误差运算部22基于d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq、输出转矩高频 Tmhf，计算旋转位置推定误差Δθ。另外，此处所说的“旋转位置推定误差Δθ” 是指实际的d-q轴和推定d-q轴之间的相位差。

乘法运算部221通过分别对d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq乘上输出转 矩高频发生部21所输出的输出转矩高频Tmhf，从而计算与d轴相对应的积Pd及 与q轴相对应的积Pq，并输出至积分部222。

积分部222通过在相当于d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的周期的N倍 (N为1以上的整数)的区间内，分别对乘法运算部221输出的积Pd和积Pq进行 时间积分，从而计算d轴相关值Zd及q轴相关值Zq，并输出至位置误差推定部 223。

位置误差推定部223通过将运算积分部222输出的d轴相关值Zd除以q轴相 关值Zq而得到的除法值(Zd/Zq)的反正切，从而计算旋转位置推定误差Δθ， 并输出至推定误差控制部23。

推定误差控制部23中的PI控制部231进行控制运算，以使得由位置误差推 定部223输出的旋转位置推定误差Δθ成为零，从而计算旋转位置θ，并输出至功 率提供部10。

推定误差控制部23利用PI控制部231来对旋转位置θ进行计算，但并不限于 此，也可以用其他方法进行计算。即，例如，通过对上一次计算得到计算值加 上旋转位置推定误差Δθ来进行校正，从而计算旋转位置θ。

由此，旋转位置推定部20从提供了高频功率的交流旋转电机1输出的输出 转矩Tm提取出高频分量，以作为输出转矩高频Tmhf，并基于输出转矩高频 Tmhf、d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq来对旋转位置θ进行计算，反馈(输 出)至功率提供部10。

接着，参照图2，对旋转位置推定部20计算交流旋转电机1的旋转位置θ时 的具体的运算方法进行说明。图2是表示本发明的实施方式1中、实际的d-q轴 及推定d-q轴与高频电流的合成矢量之间的相位关系的说明图。

此处，如上所述，d轴高频叠加电流指令id2*及q轴高频叠加电流指令iq2* 并不是对于实际的d-q轴上的电流指令，而是对于推定d-q轴上的电流指令。因 而，d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq与d轴高频叠加电流指令id2*及q轴高频 叠加电流指令iq2*相同，叠加于推定d-q轴上。

该图2中，示出了实际的d-q轴和推定d-q轴的相位关系，将这些轴的相位差 设为旋转位置误差Δθe。此外，该图2中，也同时示出了叠加于推定d-q轴上的 高频电流的合成矢量。另外，此处所述的“高频电流的合成矢量”是指叠加于推 定d-q轴上的d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的合成矢量。

由该图2可知，相对于叠加于推定d-q轴的d轴高频电流Aid及q轴高频电流 Aiq，若使用旋转相位误差Δθe，则叠加于实际的d-q轴上的d轴高频电流Aidr及q 轴高频电流Aiqr如下式(2)所示。

[数学式2]

Aidr＝Acos(wh×t+Δθe)

                           (2)

Aiqr＝Asin(wh×t+Δθe)

在转矩检测部2检测出的输出转矩Tm中，与叠加于实际的d-q轴上的d轴高 频电流Aidr及q轴高频电流Aiqr相对应的转矩Tm’如下式(3)所示。作为下式 (3)中的参数，Pm表示极对数，表示感应电压常数，Ld及Lq表示电感的d 轴分量及q轴分量。并且，Pm、Ld及Lq是表示交流旋转电机1的特性的常数。 输出转矩Tm中，关于与d轴电流指令id1*及q轴电流指令iq1*相对应的转矩，此 处省略记载。

[数学式3]

Tm′＝PmφAiqr+Pm(Ld-Lq)AidrAiqr

＝PmφAsin(wh×t+Δθe)+Pm(Ld-Lq)Acos(wh×t+Δθe)Asin(wh×t+Δθe)   (3)

＝APmφsin(wh×t+Δθe)+A²Pm(Ld-Lq)sin(2wh×t+2Δθe)

如上所述，将d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的角频率wh设定为比d轴 电流指令id1*及q轴电流指令iq1*所包含的频率分量大足够多的值(大规定倍的 值)。因此，输出转矩高频发生部21能生成仅基于d轴高频电流Aid及q轴高频 电流Aiq的输出转矩高频Tmhf。

即，输出转矩高频发生部21仅从输出转矩Tm(与d轴高频电流Aidr及q轴高 频电流Aiqr相对应的转矩Tm’)提取出d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的角 频率wh附近的信号，从而能生成如下式(4)所示那样的输出转矩高频Tmhf。

[数学式4]

Tmhf＝APmφsin(wh×t+Δθe)   (4)

此处，通过上式(1)及上式(4)可知，q轴高频电流Aiq与输出转矩高频 Tmhf之间的相位差为旋转位置误差Δθe。此外，旋转位置推定误差Δθ与旋转位 置误差Δθe相同，因此，若计算出q轴高频电流Aiq与输出转矩高频Tmhf之间的 相位差即旋转位置误差Δθe，则能计算出旋转位置推定误差Δθ。

接着，推定误差运算部22中的乘法运算部221通过将上式(1)所示的d轴 高频电流Aid乘以上式(4)所示的输出转矩高频Tmhf，从而计算与d轴相对应 的积Pd，并输出至积分部222。

积分部222如下式(5)所示那样，在时刻t1至时刻t2的区间中对乘法运算 部221输出的积Pd进行时间积分，从而对d轴相关值Zd进行计算，并输出至位置 误差推定部223。其中，上式(1)和上式(4)中的旋转位置误差Δθe与旋转位 置推定误差Δθ相同，因此如下式(5)所示那样，将旋转位置误差Δθe置换作为 旋转位置推定误差Δθ。

[数学式5]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Zd}=\underset{t1}{\overset{t2}{\int }}\mathrm{Aid}\times \mathrm{Tmhfdt}\\ =\underset{t1}{\overset{t2}{\int }}A\cos (\mathrm{wh}\times t)\times \mathrm{APm\phi }\sin (\mathrm{wh}\times t+\mathrm{\Delta \theta })\mathrm{dt}\\ \frac{\pi }{\mathrm{wh}}{A}^2\mathrm{Pm\phi }\sin \mathrm{\Delta \theta }\end{array}\right)---\left(5\right)$

另外，为了适当地计算出d轴相关值Zd，积分区间(进行时间积分的区间) 为d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的周期的N倍(N为1以上的整数)即可。 此处，为了相对于输出转矩高频Tmhf的变动而提高d轴相关值Zd的响应性，设 为N＝1(即，一个周期)此外，上式(5)中的时刻t2作为积分运算时刻的当 前时刻，时刻t1作为下式(6)所示的时刻。

[数学式6]

$t1=t2-\frac{2\pi }{\mathrm{wh}}---\left(6\right)$

此外，如下式(7)所示那样，通过使乘法运算部221和积分部222进行与 计算d轴相关值Zd相同的动作来计算得到q轴相关值Zq，并输出至位置误差推定 部223。

[数学式7]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Zq}=\underset{t1}{\overset{t2}{\int }}\mathrm{Aiq}\times \mathrm{Tmhfdt}\\ =\underset{t1}{\overset{t2}{\int }}A\sin (\mathrm{wh}\times t)\times \mathrm{APm\phi }\sin (\mathrm{wh}\times t+\mathrm{\Delta \theta })\mathrm{dt}\\ \frac{\pi }{\mathrm{wh}}{A}^2\mathrm{Pm\phi }\cos \mathrm{\Delta \theta }\end{array}\right)---\left(7\right)$

位置误差推定部223通过对积分部222输出的d轴相关值Zd除以q轴相关值 Zq，并计算除法值(Zd/Zq)的反正切，从而对旋转位置推定误差Δθ进行计算， 并输出至推定误差控制部223。

[数学式8]

$\left(\begin{array}{c}\arctan \left(\frac{\mathrm{Zd}}{\mathrm{Zq}}\right)=\arctan \left(\frac{\frac{\pi }{\mathrm{wh}}{A}^2\mathrm{Pm\phi }\sin \mathrm{\Delta \theta }}{\frac{\pi }{\mathrm{wh}}{A}^2\mathrm{Pm\phi }\cos \mathrm{\Delta \theta }}\right)=\arctan \left(\tan \mathrm{\Delta \theta }\right)\\ =\mathrm{\Delta \theta }\end{array}\right)---\left(8\right)$

由此，本申请发明中，将利用如下特性这一点作为一个技术特征，该特性 为输出转矩高频发生部21所输出的输出转矩高频Tmhf和d轴高频电流Aid及q轴 高频电流Aiq之间所产生的相位差与旋转位置推定误差Δθ相同。因而，推定误 差运算部22能利用上述特性，并通过上述运算方法，对旋转位置推定误差Δθ 进行计算。

如下式(9)所示，推定误差控制部23中的PI控制部231通过对位置误差推 定部223输出的旋转位置推定误差Δθ进行控制运算，从而计算出旋转位置θ，并 输出至功率提供部10。

[数学式9]

$\theta =\mathrm{KP\Delta \theta }+\mathrm{KI}\frac{\mathrm{\Delta \theta }}{s}---\left(9\right)$

上式(9)中的s是拉普拉素算子(Laplace operator)，KP是比例常数，KI 是积分常数。需要设定比例常数KP及积分常数KI，使得PI控制部231以旋转位 置推定误差Δθ成为零的方式进行控制运算，从而计算旋转位置θ。

由此，旋转位置推定部20基于在推定d-q轴上叠加有d轴高频电流Aid及q轴 高频电流Aiq时的输出转矩Tm、和d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq，来计算 旋转位置θ，其结果是，能在不使用位置传感器的情况下高精度地推定旋转位 置θ。

此处，在不受交流旋转电机1的旋转数影响的情况下，产生与d轴高频电流 Aid及q轴高频电流Aiq相对应的输出转矩高频Tmhf。因此，无论交流旋转电机1 的旋转数如何，旋转位置推定部20均能高精度地推定旋转位置θ，尤其在转子 以低速旋转时或停止时的情况下，能更高精度地推定旋转位置θ。

此外，即使在交流旋转电机1为非突极的情况下(即，交流旋转电机1的电 感Ld及Lq相一致的情况下)，从上式(3)所示的转矩Tm’中提取出的输出转 矩高频Tmhf如上式(4)所示。因此，无论交流旋转电机1中是否有突击性，旋 转位置推定部20均能高精度地推定旋转位置θ。

此处，无论交流旋转电机1中是否发生磁饱和，均生成与d轴高频电流Aid 及q轴高频电流Aiq相对应的输出转矩高频Tmhf。因此，无论交流旋转电机1中 是否发生磁饱和，旋转位置推定部20均能高精度地推定旋转位置θ。

此处，本实施方式1中，如上所述，采用如下结构：通过利用输出转矩高 频Tmhf和d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq之间产生的相位差与旋转位置推 定误差Δθ相同的特性，旋转位置运算部20进行上式所示的运算，来推定旋转位 置θ。本实施方式1中，利用该相位差与旋转位置推定误差Δθ相同的特性这一点 为技术特征。因而，本实施方式1中所示的具体的运算方法仅是用于计算该相 位差的一个示例，并不仅限与此。即，只要能计算该相位差，可以进行任意计 算。

接着，对交流旋转电机的控制装置中的上述动作以外的动作例进行说明。 交流旋转电机的控制装置的动作并不仅限于上述动作，即使通过以进行如下动 作的方式来构成交流旋转电机的控制装置，也能获得同样的效果。

(动作例1)

如上所述，电流控制部12以d轴高频叠加电流指令id2*及q轴高频叠加电流 指令iq2*与d轴检测电流id及q轴检测电流iq相一致的方式，来计算d轴电压指令 vd*及q轴电压指令vq*。因此，d轴高频叠加电流指令id2*及q轴高频叠加电流指 令iq2*与d轴检测电流id及q轴检测电流iq相同。

因此，可构成为不向旋转位置推定部20输入d轴高频检测电流Aid及q轴高 频检测电流Aiq，而将通过提取出d轴检测电流id及q轴检测电流iq的角频率wh 附近的信号而生成的d轴高频检测电流Aid’及q轴高频检测电流Aiq’输入至旋转 位置推定部20。然后，旋转位置推定部20基于输出转矩Tm、d轴高频检测电流 Aid’及q轴高频检测电流Aiq’，同样能计算旋转位置θ。

但是，若生成d轴高频检测电流Aid’及q轴高频检测电流Aiq’，则可能会因 该生成而导致运算量增大。因而，在考虑运算处理负荷的情况下，旋转位置推 定部20优选为如上所述那样，通过使用d轴高频检测电流Aid及q轴高频检测电 流Aiq来计算旋转位置θ。

(动作例2)

本实施方式1中的交流旋转电机的控制装置将功率提供部10中叠加的高频 功率、及旋转位置推定部20在计算中所使用的高频功率作为电流，但也可以将 其作为电压。例如，可以不使用d轴高频检测电流Aid及q轴高频检测电流Aiq， 而使用高频电压来作为d轴高频信号及q轴高信号，计算旋转位置θ。

即，功率提供部10可以构成为不将d轴高频检测电流Aid及q轴高频检测电 流Aiq叠加于d轴电流指令id1*及q轴电流指令iq1*，而将d轴高频电压Avd及q轴 高频电压Avq叠加于电流控制部12输出的d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*。

此外，功率提供部10可以构成为将d轴高频电压Avd及q轴高频电压Avq叠 加于作为d轴基准指令信号及q轴基准指令信号而输入的d轴电压指令vd*及q轴 电压指令vq*。然后，旋转位置推定部20基于输出转矩Tm、d轴高频电压Avd 及q轴高频电压Avq，同样能计算旋转位置θ。

但是，q轴高频电流Aiq和输出转矩高频Tmhf之间的相位始终相一致，与此 相对地，q轴高频电压和输出转矩高频Tmhf之间的相位差不一致，而是有所增 大。这是由于若交流旋转电机1的转速增大，则因d轴方向交链磁通而引起的电 压分量也会增加。

因此，若旋转位置推定部20通过使用d轴高频电压Avd及q轴高频电压Avq 来计算旋转位置θ，则可能会产生基于该相位差的误差。因而，在考虑旋转位 置θ的推定精度的情况下，旋转位置推定部20优选为如上所述那样，通过使用d 轴高频检测电流Aid及q轴高频检测电流Aiq来计算旋转位置θ。

(动作例3)

本实施方式1的交流旋转电机1的控制装置中，功率提供部10中所叠加的高 频功率、旋转位置推定部20的运算中所使用的高频分别是d轴方向及q轴方向的 功率，但也可以使用与任意的坐标系相对应的功率来计算旋转位置θ。

即，例如，功率提供部10可以构成为在相对于交流旋转电机1静止的坐标 系即α-β轴上叠加与α轴方向相对应的α轴高频电流Aiα及与β轴方向相对应的β 轴高频电流Aiβ。然后，旋转位置推定部20能基于输出转矩Tm、α轴高频电流 Aiα及β轴高频电流Aiβ，计算旋转位置θ。

在该情况下，功率提供部10利用旋转位置推定部20输出的旋转位置θ将与 交流旋转电机1的转子同步旋转的d-q轴上的d轴电流指令id1*及q轴电流指令 iq1*坐标转换成α-β轴上的α轴电流指令iα1*及β轴电流指令iβ1*，在高频叠加部 11中分别加上α轴高频电流Aiα、β轴高频电流Aiβ，从而计算出α轴高频叠加电 流指令iα2*及β轴高频叠加电流指令iβ2*。利用旋转位置推定部20输出的旋转位 置θ，将α轴高频叠加电流指令iα2*及β轴高频叠加电流指令iβ2*坐标转换成d-q 轴上，从而计算得到提供给电流控制部12的d轴高频叠加电流指令id2*及q轴高 频叠加电流指令iq2*利用旋转位置推定部20输出的旋转位置θ。

旋转位置推定部20中，能通过进行与推定误差运算部22相同的运算，来计 算出静止坐标系α-β轴与实际的d-q轴之间的相位差。此处，静止坐标系α-β轴与 实际的d-q轴之间的相位差为旋转位置θ本身，而非其它。即，在该情况下，无 需与推定误差控制部23相当的运算，能仅通过与推定误差运算部22相同的运算 来计算出旋转位置θ。

此外，例如，功率提供部10也可以构成为对相对于交流旋转电机1静止的 坐标系上的u相电压指令vu*、v相电压指令vv*及w相电压指令vw*叠加与它们 的相位差分别为120度的u相高频电压Avu、v相高频电压Avv及w相高频电压 Avw。然后，旋转位置推定部20基于输出转矩Tm、u相高频电压Avu、v相高频 电压Avv及w相高频电压Avw，同样能计算旋转位置θ。

在该情况下，推定误差运算部22与上式(5)所示的d轴相关值Zd同样地， 计算u相高频电压Avu、v相高频电压Avv及w相高频电压Avw各自与输出转矩高 频Tmhf之间的互相关函数，从而计算u相相关值Zu、v相相关值Zv及w相相关值 Zw。

并且，将u相相关值Zu、v相相关值Zv及w相相关值Zw转换为与正交的静止 坐标系即α-β轴上对应的α轴相关值Zα、β轴相关值Zβ，并除以α轴相关值Zα、β 轴相关值Zβ，能通过计算除法值(Zα/Zβ)的反正切来计算出静止坐标系即α-β 轴和实际的d-q轴之间的相位差即旋转位置θ。

(动作例4)

旋转位置推定部20基于上式(3)所示的转矩Tm’的角频率wh的两倍频率 分量、具有角频率wh的两倍频率的d轴高频电流及q轴高频电流，来计算旋转位 置θ。即，如上式(3)所示，转矩Tm’由具有角频率wh的第1正弦波和具有角 频率wh的两倍频率的第2正弦波构成，使用第2正弦波来代替第1正弦波。

在该情况下，输出转矩高频发生部21从转矩Tm’中仅提取出角频率wh的两 倍频率附近的信号，从而生成与角频率wh的两倍频率相对应的输出转矩高频 Tmhf’。因而，旋转位置推定部20基于输出转矩高频Tmhf’和具有角频率wh的 两倍频率的d轴高频电流及q轴高频电流，同样能计算旋转位置θ。

以上，根据本发明的实施方式1，交流旋转电机的控制装置的特征在于， 包括：交流旋转电机、向交流旋转电机提供功率的功率提供器、检测出交流旋 转电机的输出转矩的检测单元、以及推定交流旋转电机的旋转位置的旋转位置 推定单元，功率提供器对希望提供给交流旋转电机的电流或电压加上规定的高 频电流或高频电压，旋转位置推定单元基于输出转矩所包含的高频分量和与高 频电流或电压相对应的高频分量来推定旋转位置。由此，能获得一种不受交流 旋转电机的转速、是否有电突极性以及是否发生磁饱和这些情况的制约，而能 推定交流旋转电机的旋转位置的交流旋转电机的控制装置、具备交流旋转电机 的控制装置的交流旋转电机驱动系统以及电动助力转向系统。

实施方式2.

之前的实施方式1中，对包括旋转位置推定部20的交流旋转电机的控制装 置进行了说明，该旋转位置推定部20基于交流旋转电机1的输出转矩Tm、d轴 高频电流Aid及q轴高频电流Aiq，来推定旋转位置θ。与此相对地，本发明的实 施方式2中，对包括旋转位置推定部20a的交流旋转电机的控制装置进行说明， 该旋转位置推定部20a还考虑交流旋转电机1的旋转数，来推定旋转位置θ。

此处，本实施方式2的交流旋转电机的控制装置在交流旋转电机1的转速w 小于规定值(小于规定旋转数)的情况下，作为旋转位置θ，与之前实施方式1 同样地输出第1旋转位置θ1，与此相对地，在转速w为规定值以上(规定旋转数 以上)的情况下，作为旋转位置θ，输出基于交流旋转电机1的感应电压来计算 出的第2旋转位置θ2。

由此，在交流旋转电机1的转速w为低速或停止时的情况下(相当于小于规 定值情况)，与之前的实施方式1相同地，能高精度地推定旋转位置θ，并且在 转速w为大于d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的频率那样的高速的情况下 (相当于在规定值以上的情况)，与之前的实施方式1相比，能更高精度地推 定旋转位置θ。

图3是本发明的实施方式2的交流旋转电机的控制装置的结构图。该图3中 的交流旋转电机的控制装置包括电力提供部10以及旋转位置推定部20a。此外， 旋转位置推定部20a具有输出转矩高频发生部21、推定误差运算部22、推定误 差控制部23、感应电压推定部24、切换部25及速度推定部26。

此处，对于构成该图3中的交流旋转电机的控制装置的各部分，若与之前 图1中的的交流旋转电机的控制装置相比，则使用旋转位置推定部20a来代替旋 转位置推定部20。与旋转位置推定部20相比，旋转位置推定部20a中新追加了 感应电压推定部24、切换部25及速度推定部26。在图3所示的结构中，除了感 应电压推定部24、切换部25及速度推定部26以外，与之前的实施方式1所说明 的功能结构、动作相同，因此省略详细说明。

在该图3的交流旋转电机的控制装置中，输出转矩高频发生部21、推定误 差运算部22及推定误差控制部23进行与之前的实施方式1相同的动作。在该情 况下，推定误差控制部23能计算第1旋转位置θ1(本实施方式2中，将推定误差 控制部23所计算的旋转位置作为第1旋转位置θ1)。

此外，感应电压推定部24基于电流控制部12输出的d轴电压指令vd*及q轴 电压指令vq*、坐标转换部13输出的d轴检测电流id及q轴检测电流iq，通过使用 自适应观测器以及积分器的公知方法(例如专利文献1所记载的方法)，来推 定交流旋转电机1所产生的感应电压，并计算第2旋转位置θ2(本实施方式2中， 将感应电压推定部24所计算的旋转位置设为第2旋转位置θ2)。

另外，感应电压推定部24例如可以基于坐标转换部13输出的u相电压指令 vu*、v相电压指令vv*、w相电压指令vw*、电流检测部15检测出的u相检测电 流iu、v相检测电流iv、w相检测电流iw等任意坐标系的电压指令、检测电流， 来推定感应电压。

切换部25基于推定误差控制部23输出的第1旋转位置θ1、感应电压推定部 24输出的第2旋转位置θ2、后述的速度推定部26输出的转速w，输出旋转位置θ。 即，切换部25在转速w小于规定值的情况下，选择第1旋转位置θ1，在转速w为 规定值以上的情况下，选择第2旋转位置θ2，并将所选择的旋转位置作为旋转 位置θ输出。另外，预先规定该规定值即可。

速度推定部26通过对切换部25输出的旋转位置θ进行微分，来计算交流旋 转电机1的转速w，并输出至切换部25。切换部在转速w为零(交流旋转电机1 停止时)的情况下，作为初始设定选择第1旋转位置θ1。

由此，在转速w小于规定值的情况下，旋转位置推定部20a与之前的实施方 式1同样，输出基于输出转矩Tm、d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq而计算得 到的旋转位置θ1。与此相对地，在转速w为规定值以上的情况下，旋转位置推 定部20输出基于交流旋转电机1的感应电压而计算得到的旋转位置θ2。

即，旋转位置推定部20a基于输出转矩Tm、d轴高频电流Aid及q轴高频电 流Aiq、d轴检测电流id及q轴检测电流iq、d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*， 计算与交流旋转电机1的转速w相对应的旋转位置θ，并输出至功率提供部10。

另外，感应电压推定部24通过使用自适应观测器及积分器的公知方法来计 算第2旋转位置θ2，但并不仅限于此，也可以基于利用其他的公知方法所进行 的感应电压推定，来计算第2旋转位置θ2。

此外，在切换部25将第2旋转位置θ2选择作为旋转位置θ的情况下，无需计 算第1旋转位置θ1，因此功率提供部10可以停止对d轴高频电流Aid及q轴高频电 流Aiq的叠加。在该情况下，能将因将这些高频电流提供给交流旋转电机1而产 生的影响降到所需的最小限度。

以上，根据本发明的实施方式2，交流旋转电机的控制装置的特征在于， 通过基于输出转矩所包含的高频分量和与高频电流或电压相对应的高频分量 而计算出的旋转位置、基于交流旋转电机的感应电压而计算出的旋转位置这两 者来推定旋转位置，仅在交流旋转电机以规定旋转数以上的旋转数进行动作的 情况下，使用基于交流旋转电机的感应电压而计算出的旋转位置。即，在交流 旋转电机的转速为低速或停止时的情况下，采用第1旋转位置，在转速为大于d 轴高频电流及q轴高频电流的频率那样的高速的情况下，采用第2旋转位置，从 而能在较宽的速度范围内高精度地推定旋转位置。

实施方式3.

之前的实施方式1、2中，对交流旋转电机的控制装置进行了说明。与此相 对地，本实施方式3中，对具备之前的实施方式2中的交流旋转电机的控制装置 的交流旋转电机驱动系统进行说明。另外，本实施方式3中的交流旋转电机驱 动系统也可以不包括之前的实施方式2中的交流旋转电机的控制装置，而包括 之前的实施方式1中的交流旋转电机的控制装置。本实施方式3中，为了具体举 例来说明，对作为交流旋转电机驱动系统的一个示例的电动助力转向系统进行 说明。

此处，电动助力转向系统的交流旋转电机1需要在交流旋转电机1的所有动 作区域中稳定地进行动作。并且，在驾驶员进行操作的情况下，要求顺畅的转 向性及静音性，因此优选使用转矩波纹较小的非突极的交流旋转电机1。因此， 若将本实施方式1、2的交流旋转电机的控制装置应用于电动助力转向系统，则 无论交流旋转电机1的转速、是否具有突极性及是否发生磁饱和，均能稳定且 高精度地推定旋转位置θ，因此与现有技术相比能获得有利的效果。

此外，之前的实施方式1、2中，对转矩检测部2直接在交流旋转电机1的输 出轴上检测输出转矩Tm的情况进行了说明。与此相对地，在将之前的实施方 式1、2中的交流旋转电机的控制装置应用于一般的电动助力转向系统的情况 下，转矩检测部2不直接在交流旋转电机1的输出轴上检测输出转矩Tm。因此， 本实施方式3中，转矩检测部2检测的输出转矩Tm与之前的实施方式1、2不同， 与施加到交流旋转电机1的输出轴上的输出转矩(下面，将其称为交流旋转电 机1的输出转矩Tm0)不一致。此外，在输出转矩Tm和输出转矩Tm0之间存在 有取决于转矩的频率的规定相位差θ0。

因而，在更高精度地推定旋转位置θ的情况下，必需考虑该规定的相位差 θ0。本实施方式3中，对能通过考虑规定的相位差θ0而更高精度地推定旋转位 置θ的电动助力转向系统进行具体的举例说明。

图4是本发明的实施方式3的电动助力转向系统的结构图。该图4的电动助 力转向系统包括：交流旋转电机1、转矩检测部2、功率提供部10、旋转位置推 定部20b、方向盘30、前轮40、齿轮50及传动轴60

此处，对于构成该图4的电动助力转向系统的各部分，交流旋转电机1、转 矩检测部2及功率提供部10与之前的实施方式1、2所说明的功能结构、动作相 同，因此省略详细说明。与之前的实施方式2中的旋转位置推定部20a相比，旋 转位置推定部20中使用位置误差推定部223b来代替位置误差推定部223。另外， 旋转位置推定部20b中，除了位置误差推定部223b以外，与之前的实施方式1、 2所说明的功能结构、动作相同，因此省略详细说明。

驾驶员左右旋转方向盘30，来进行前轮40的转向。齿轮50将交流旋转电机 1的输出转矩Tm0传递到传动轴60。将传递到传动轴60的交流旋转电机的输出 转矩传递到方向盘30及前轮40，来辅助驾驶员的转向。转矩检测部2与传动轴 60相连接，检测出从构成转矩检测部2的扭杆的扭转经由齿轮22而传递的传动 轴23上的交流旋转电机的输出转矩、以及基于驾驶员的转向转矩的输出转矩 Tm，并将输出转矩Tm输出至旋转位置推定单元9b。

推定误差运算部22的乘法运算部221及积分部222进行与之前的实施方式 1、2相同的动作。在该情况下，位置误差推定部223b将积分部222输出的d轴相 关值Zd除以q轴相关值Zq，并计算除法值的反正切。并且，位置误差推定部223b 从该计算值减去规定的相位差θ0，从而计算旋转位置推定误差Δθ，并输出至推 定误差控制部23。规定的相位差θ0将在后文阐述。

此外，将输入至功率提供部10的d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的频率 设定为比驾驶员的转向转矩Th的频率大足够多，且比因交流旋转电机1的惯性、 方向盘30的惯性、传动轴60的刚性而引起的谐振频率大足够多，且比电流控制 部生成d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*时的一般的控制响应即500Hz小足够 多的频率。因而，d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的频率尤其优选为设定在 20Hz以上300Hz以下的范围内。

接着，参照图5及图6对位置误差推定部223b通过减去规定的相位差θ0来计 算旋转位置推定误差Δθ的运算方法进行说明。图5是表示本发明的实施方式3 中、分别施加于交流旋转电机1的输出轴、方向盘30、以及传动轴60的转矩的 关系的说明图。图6是表示本实施方式3中，与施加于交流旋转电机1的输出轴 的输出转矩Tm0相对应的输出转矩高频Tmhf0、和与转矩检测部2检测出的输出 转矩Tm相对应的输出转矩高频Tmhf之间的相位关系的说明图。

图5中，分别对交流旋转电机1、方向盘30以及构成转矩检测部2的扭杆添 加的转矩关系通过机械等效的结构来表示。此处，传动轴60与构成转矩检测部 2的扭杆相比具有足够的刚性，被忽略。该图5中，示出了交流旋转电机1的转 动惯量Jm、施加于交流旋转电机1的输出轴的输出转矩Tm0、方向盘30的转动 惯量Jh、驾驶员的转向转矩Th、齿轮50的变速比G、施加于传动轴60的输出转 矩Tm、构成转矩检测部2的扭杆的衰减常数C、构成转矩检测部2的扭杆的弹簧 常数K。

此处，输出转矩Tm、输出转矩Tm0、及转向转矩Th的关系式如下式(10) 所示。

[数学式10]

$\mathrm{Tm}=(C+\frac{K}{s})(\frac{\mathrm{GTm}0}{\mathrm{Jms}}-\frac{\mathrm{Th}}{\mathrm{Jhs}})---\left(10\right)$

此外，如上所述，将输入至功率提供部10的d轴高频电流Aid及q轴高频电 流Aiq的频率设定为比转向转矩Th的频率大足够多的频率。因此，上式(10) 中，将输出转矩Tm0的角频率wh分量作为输出转矩高频Tmhf0，将输出转矩Tm 的角频率wh分量作为输出转矩高频Tmhf，在此情况下，如下式(11)所示。

[数学式11]

$\mathrm{Tmhf}=\frac{G}{\mathrm{Jms}}(C+\frac{K}{s})\mathrm{Tmhf}0---\left(11\right)$

此外，上式(11)中的变速比G、转动惯量Jm、衰减常数C及弹簧常数K 分别是表示齿轮50、交流旋转电机1及传动轴60的机械特性的常数。因此，可 知输出转矩高频Tmhf0和输出转矩高频Tmhf的相位差仅取决于d轴高频电流 Aid及q轴高频电流Aiq的频率。该输出转矩高频Tmhf0和输出转矩高频Tmhf的 相位差为上述的规定的相位差θ0。该规定的相位差θ0基于d轴高频电流Aid及q 轴高频电流Aiq的频率来决定其值。

此外，该图6中，与之前的图2同样地，示出了实际的d-q轴及推定d-q轴的 相位关系，这些轴的相位差为旋转位置推定误差Δθ。并且，该图6图示出了与 施加于交流旋转电机1的输出轴的输出转矩Tm0相对应的输出转矩高频Tmhf0、 和与转矩检测部2检测出的输出转矩Tm相对应的输出转矩高频Tmhf之间的相 位关系的说明图。

此处，输出转矩高频Tmhf0与施加于交流旋转电机1的输出轴的输出转矩 Tm0相对应，因此如图6所示，与推定d-q轴之间的相位差为Δθ，且位于实际的 d-q轴上的q轴上。如上所述，输出转矩高频Tmhf0和输出转矩高频Tmhf的相位 差为规定的相位差θ0，因此如图6所示，输出转矩高频Tmhf位于从输出转矩高 频Tmhf0所在的q轴上旋转规定的相位差θ0后的位置。

由此，位置误差推定部223b将积分部222输出的相关值Zd除以相关值Zq， 并计算获得的除法值的反正切，从该计算值减去规定的相位差θ0，从而能更高 精度地计算旋转位置推定误差Δθ。因此，旋转位置推定部20能基于转矩检测部 2检测出的输出转矩Tm、d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq，与之前的实施方 式1、2同样地计算旋转位置θ。

因此，在电动助力转向系统中，无需使用位置传感器，而能在交流旋转电 机1的整个动作区域中稳定地进行驾驶员的转向辅助。并且，考虑了存在于交 流旋转电机1的输出轴的输出转矩Tm0和转矩检测部2检测到的输出转矩Tm之 间所存在的规定的相位差θ，因此旋转位置推定部20能更高精度地推定旋转位 置θ。

d轴高频电流Aid及q轴高频电流Aiq的频率是比因交流旋转电机1的惯性、 方向盘30的惯性、传动轴60的刚性而引起的谐振频率高足够多的频率，且被设 定在比电流控制部生成d轴电压指令vd*及q轴电压指令vq*时的一般的控制响 应即500Hz小足够多的20Hz以上300Hz以下的范围内，在该情况下，旋转位置 推定部20能更高精度地推定旋转位置θ。并且，在将电流控制部对旋转位置推 定部20中的旋转位置θ的推定精度的干扰降低为最小限度的情况下，可以将d轴 高频电流Aid及q轴高频电流Aiq设定在20Hz以上150H以下的范围内。即，能将 因向交流旋转电机1提供高频功率而产生的交流旋转电机1的振动降低为最小 限度。因而，不会对交流旋转电机1的动作产生影响，因此旋转位置推定部20 能更高精度地推定旋转位置θ。

本实施方式3中，以电动助力转向系统为例进行了说明，但旋转负载即方 向盘30可置换成方向盘以外的转动惯量，在电动助力转向系统以外的作为所谓 的双惯性系统而为人所知的装置的系统中，应用本实施方式1、2的交流旋转电 机的控制装置也能获得同样的效果。

以上，根据本发明的实施方式3，应用于交流旋转电机驱动系统的交流旋 转电机的控制装置能在不使用位置传感器，不受交流旋转电机的旋转数、是否 有电突极性以及是否发生磁饱和这情况的制约的情况下，稳定且高精度地推定 旋转位置。由此，能获得确保了优异的转向性及高安全性的交流旋转电机驱动 系统。

本实施方式3中，对交流旋转电机驱动系统的一个示例即不具备位置传感 器的电动助力转向系统的情况进行了说明，但并不仅限于此，也可以具备位置 传感器。即，例如，通常时，利用位置传感器检测出旋转位置，在位置传感器 产生发生故障等特定条件下，可以由交流旋转电机的控制装置来推定旋转位 置。

由此，通常时，位置传感器检测旋转位置，在位置传感器发生故障的情况 下，能由交流旋转电机的控制装置来推定旋转位置，因此即使在位置传感器发 生发生故障后，也能安全地继续运行。

标号说明

1交流旋转电机、2转矩检测部、10功率提供部、11高频叠加部、12电 流控制部、13坐标转换部、14功率转换部、15电流检测部、20，20a，20b旋 转位置推定部、21输出转矩高频发生部、22推定误差运算部、23推定误差 控制部、24感应电压推定部、25切换部、26速度推定部、30方向盘、40前 轮、50齿轮、60传动轴、221乘法运算部、222积分部、223，223b位置误 差推定部、231PI控制部。