一种应用于高阻抗电流源负载差模放大电路的高增益共模反馈回路

摘要

本发明公开了一种应用于高阻抗电流源负载差模放大电路的高增益共模反馈回路，所述的反馈回路包括共模信号取样电路、参考电压源，第一级差分比较放大电路和第二级放大驱动电路，共模信号取样电路的两个输入端与阻抗电流源负载差模放大电路的两个输出端分别连接，该取样电路的取平均输出与第一级差分比较放大电路的输入端连接，参考电压源与第一级差分比较放大电路的另一输入端连接，第一级差分比较放大电路的单端输出与第二级放大驱动电路的输入连接。本发明能够在不增加电流消耗的条件下最大化共模反馈回路的增益且确保其稳定性，从而最大化稳定输出共模DC工作点，有效增加输出差分信号的动态范围和抑制电源、地、信号线上共模杂散噪声。

说明书

技术领域

本发明涉及一种应用于高阻抗电流源负载差模放大电路的高增益共模反馈回路。

背景技术

在各种带有电流源负载的高阻抗差分输出放大电路中, 共模反馈回路已成为一个必置的辅助电路，用于锁定输出共模直流工作点有效增加输出差分信号的动态范围并抑制电源/地/信号线上共模杂散噪声，而产生这些作用的效果主要取决于共模反馈回路的增益，增益越大，效果越好。目前各种带有电流源负载的高阻抗差分放大电路采用的共模反馈回路为确保共模反馈环路的稳定性，共模反馈电回路常采用仅具有一个单主极点的单级放大电路，由于较高频处多个次极点的存在环路增益常取得较低以防自激振荡，这弱化了共模反馈回路的效果。

实现电流源负载高阻抗差分放大电路输出共模信号的锁定主要有三种共模反馈回路，一是适用于离散时间电路的开关电容共模反馈回路；二是适用于连续时间电路的差分差值共模反馈回路；三是也适用于连续时间电路的电阻取平均共模反馈回路。

连续时间电路的差分差值共模反馈回路和电阻取平均共模反馈回路各有长处和短处，2000年第四十七卷第四期的《IEEE电路与系统学报II：模拟与数字信号处理》（IEEE TRANSACTION ON CIRCUITS AND SYSTEMS-II： ANALOG AND DIGITAL SIGNAL PROCESSING, VOL. 47, NO. 4, APRIL 2000）中发表的“应用于高阻抗电流模式的连续时间共模反馈电路”（A Continuous-Time Common-Mode Feedback Circuit (CMFB) for High-Impedance Current Mode Application）很好地解决了差分差值共模反馈回路高增益与回路稳定性矛盾的问题，本发明则试图解决电阻取平均共模反馈回路高增益与回路稳定性矛盾的问题，如图1所示为以电流源为负载的高阻抗差分放大电路与当前通用的单级放大低增益共模反馈回路模块图，该单级放大低增益共模反馈回路仅有一低频主极点，其余极点都在极高频处，稳定性一般很好。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种应用于高阻抗电流源负载差模放大电路的高增益共模反馈回路，本发明能够在不增加电流消耗的条件下最大化共模反馈回路的增益且确保其稳定性，从而最大化稳定输出共模DC工作点，有效增加输出差分信号的动态范围和有效抑制电源、地、信号线上共模杂散噪声。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种应用于高阻抗电流源负载差模放大电路的高增益共模反馈回路，它包括两级高增益放大电路和一级RC滤波电路，它包括共模信号取样电路、参考电压源，第一级差分比较放大电路和第二级放大驱动电路，共模信号取样电路的两个输入端与高阻抗电流源负载差模放大电路的输出连接，该取样电路的取平均输出与第一级差分比较放大电路的输入端连接，参考电压源与第一级差分比较放大电路的另一输入端连接，第一级差分比较放大电路的单端输出与第二级放大驱动电路的输入连接，第二级放大驱动电路的放大管即为差分放大电路的高阻抗电流源负载，第二级放大驱动电路的差分负载即为高阻抗电流源负载差模放大电路的放大对管。

所述的取样电路为电阻平均取样电路，它由第一电阻R1和第二电阻R2组成，电阻R1和电阻R2的一端分别与差分放大电路的差分输出端连接，电阻R1和电阻R2的另一端相联并输出取样信号。

所述的第一级差分比较放大电路主要由第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7、第八MOS管M8、第九MOS管M9和第十MOS管M10组成，第五MOS管M5、第六MOS管M6为第一级差分比较放大电路的差分放大对管，取样电路的输出与第六MOS管M6的栅极连接，第五MOS管M5的输出即源极与第二级放大驱动电路的输入连接，第五MOS管M5的栅极与参考电压连接，第七MOS管M7、第八MOS管M8构成镜像电流电路，第八MOS管M8的栅极与漏极互联后与参考电流源连接，第七MOS管M7为差分放大电路的尾电流源，第九MOS管M9和第十MOS管M10为第一级差分比较放大电路的镜像电流源负载，将差分信号转换为单端信号。

所述的第二级放大驱动电路主要由第三MOS管M3、第四MOS管M4、第一电阻R1、第二电阻R2、第一负载电容Cload1、第二负载电容Cload2、第一MOS管M1和第二MOS管M2组成，第三MOS管M3和第四MOS管M4为差分放大电路的电流源负载，第三MOS管M3和第四MOS管M4的栅极分别与第一级差分比较放大电路的输出连接，第三MOS管M3和第四MOS管M4的源极与地连接，第三MOS管M3和第四MOS管M4的漏极分别与高阻抗电流源负载差模放大电路的差分放大对管第一MOS管M1和第二MOS管M2的漏极连接，第一MOS管M1和第二MOS管M2为第二级差分放大对管的电流源负载，高阻抗电流源负载差模放大电路的输出还分别与差分放大电容负载CLOAD1和CLOAD2的一端连接，CLOAD1和CLOAD2的另一端与地连接。

它还包括密勒反馈电容C0，在小采样电阻时保障两级放大高增益共模反馈回路的稳定性，在大采样电阻时则不需要密勒电容C0。

它适用于不带尾电流源的高阻抗电流源负载伪差分式差模放大电路，也适用于带尾电流源的高阻抗电流源负载差分式差模放大电路。

本发明的有益效果是：本发明提供了一种应用于高阻抗电流源负载差模放大电路的高增益共模反馈回路，本发明能够在不增加电流消耗的条件下最大化共模反馈回路的增益且确保其稳定性，从而最大化稳定输出共模DC工作点，有效增加输出差分信号的动态范围和有效抑制电源、地、信号线上共模杂散噪声。

附图说明

图1为以电流源为负载的高阻抗差分放大电路与当前通用的单级放大低增益共模反馈回路模块图；

图2为以电流源为负载的高阻抗差分放大电路与本发明的小采样电阻条件下二级放大高增益共模反馈回路；

图3为以电流源为负载的高阻抗差分放大电路与本发明的小采样电阻条件下二级放大高增益共模反馈环路对共模信号的等效电路；

图4为以电流源为负载的高阻抗差分放大电路与本发明的大采样电阻条件下二级放大高增益共模反馈回路

图5为以电流源为负载的高阻抗差分放大电路与本发明的大采样电阻条件下二级放大高增益共模反馈环路对共模信号的等效电路。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图2所示，一种应用于高阻抗电流源负载差模放大电路的高增益共模反馈回路，它包括两级高增益放大电路和一级RC滤波电路，它包括共模信号取样电路、参考电压源，第一级差分比较放大电路和第二级放大驱动电路，共模信号取样电路的两个输入端与高阻抗电流源负载差模放大电路的输出连接，该取样电路的取平均输出与第一级差分比较放大电路的输入端连接，参考电压源与第一级差分比较放大电路的另一输入端连接，第一级差分比较放大电路的单端输出与第二级放大驱动电路的输入连接，第二级放大驱动电路的放大管即为差分放大电路的高阻抗电流源负载，第二级放大驱动电路的差分负载即为高阻抗电流源负载差模放大电路的放大对管。

所述的取样电路为电阻平均取样电路，它由第一电阻R1和第二电阻R2组成，电阻R1和电阻R2的一端分别与差分放大电路的差分输出端连接，电阻R1和电阻R2的另一端相联并输出取样信号。

所述的第一级差分比较放大电路主要由第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7、第八MOS管M8、第九MOS管M9和第十MOS管M10组成，第五MOS管M5、第六MOS管M6为第一级差分比较放大电路的差分放大对管，取样电路的输出与第六MOS管M6的栅极连接，第五MOS管M5的输出即源极与第二级放大驱动电路的输入连接，第五MOS管M5的栅极与参考电压连接，第七MOS管M7、第八MOS管M8构成镜像电流电路，第八MOS管M8的栅极与漏极互联后与参考电流源连接，第七MOS管M7为差分放大电路的尾电流源，第九MOS管M9和第十MOS管M10为第一级差分比较放大电路的镜像电流源负载，将差分信号转换为单端信号。

所述的第二级放大驱动电路主要由第三MOS管M3、第四MOS管M4、第一电阻R1、第二电阻R2、第一负载电容Cload1、第二负载电容Cload2、第一MOS管M1和第二MOS管M2组成，第三MOS管M3和第四MOS管M4为差分放大电路的电流源负载，第三MOS管M3和第四MOS管M4的栅极分别与第一级差分比较放大电路的输出连接，第三MOS管M3和第四MOS管M4的源极与地连接，第三MOS管M3和第四MOS管M4的漏极分别与高阻抗电流源负载差模放大电路的差分放大对管第一MOS管M1和第二MOS管M2的漏极连接，第一MOS管M1和第二MOS管M2为第二级差分放大对管的电流源负载，高阻抗电流源负载差模放大电路的输出还分别与差分放大电容负载CLOAD1和CLOAD2的一端连接，CLOAD1和CLOAD2的另一端与地连接。它还包括密勒反馈电容C0，在小采样电阻时保障两级放大高增益共模反馈回路的稳定性。

如图3所示的以电流源为负载的高阻抗差模放大电路与本发明的小采样电阻条件下二级放大高增益共模反馈环路对共模信号的等效电路，该等效电路有三个重要极点，极点①在第十MOS管M10漏极，极点②在第三MOS管M3漏极，极点③在第六MOS管M6的栅极，没有补偿电容C0时①②两个极点分别为第一级和第二级放大电路的两个输出高阻极点，极点③为取样电阻R1//R2与M6栅极电容Cgs6构成的一阶RC滤波电路的输出极点(R1+R2)/（R1*R2*Cgs6），这里假定极点③处的信号主要来自极点②，该极点是本发明专利中电路图3相比较一般二级高增益放大电路多出的一个特有极点，如有差分输出阻抗设计要求，取样电阻R1和R2的选择应使R1+R2等于单级高阻抗差分放大电路的设计差分输出阻抗。这三个极点通常相互靠近，难以产生足够的相位裕量, 会直接影响环路的稳定性,在没有补偿电容C0时高增益条件下该环路通常极易满足振荡条件从而发生自由振荡。使用密勒补偿电容C0后，极点①被推到更低频率或靠近零频处变成主极点，它主导如图3所示的二级高增益共模反馈环路的增益频率特性和单位增益带宽或增益带宽积GBW。极点②则被推到远离极点①的更高频率处变成非主极点，C0值的选择和该共模反馈环路的设计应使得极点②处在复频率平面负频率轴上约3xGBW或更远处以确保该高增益共模反馈环路有足够的相位裕量；电阻R1和R2的选择以及该共模反馈环路的M6栅极电容的设计选择应使应使得非主极点③处在复频率平面负频率轴或左半平面上约3xGBW或更远处，从稳定性上来讲取样电阻R1和R2的选择应是越小越好，以确保该高增益共模反馈环路有足够的相位裕量；电容C0同第二级放大管M3//M4的跨导Gm3+Gm4，反馈电阻(R1*R2)/(R1+R2)同时又可构成一个零点1/(C0*（1/(Gm+Gm4)- (R1*R2)/(R1+R2)）)，有关如何去除零点的负面影响并加以正面利用已在很多科技文献和教材中有描述，本专利这里不作详细讨论。

如图4所示，当取样电阻R1和R2大小的选择无限制可以取得足够大时，去掉密勒补偿电容C0，图2所示的二级放大高增益共模反馈回路也可以保持稳定。该二级放大高增益共模反馈环路对共模信号的等效电路则如图5所示。此时同样有三个极点，极点①在第十MOS管M10漏极，极点②第三MOS管M3漏极，极点③在第六MOS管M6的栅极处，但极点③变成了主极点，它主导如图5所示的二级高增益共模反馈环路的增益频率特性和单位增益带宽或增益带宽积GBW，极点①和②为非主极点，通过采样电阻R1和R2的以及该共模反馈环路的设计选择可被置于复频率平面负频率轴上约3xGBW或更远处以确保该高增益共模反馈环路有足够的相位裕量。

本发明的高增益共模反馈回路不仅适用于如说明书附图所示的不带尾电流源的高阻抗电流源负载伪差分式差模放大电路，也适用于带尾电流源的高阻抗电流源负载差分式差模放大电路。