一种SEPIC馈电升降压变换器

摘要

本发明公开了一种SEPIC馈电升降压变换器，包括相互耦合的SEPIC电路、极性反转变换电路和控制器，SEPIC电路连接供电电源，SEPIC电路和极性反转变换电路通过控制开关相连接，极性反转变换电路连接负载，控制开关S

说明书

技术领域

本发明涉及一种SEPIC馈电升降压变换器。

背景技术

目前，新能源发电在家用热电联供系统等中小功率分布式发电场合中的应用日益广泛， 其通常由燃料电池、光伏电池、锂电池等新能源电池单体通过串并联方式构成，以提高输出 电压和输出电流，满足负载的功率需求。上述新能源发电系统的输出特性通常具有以下特征： 一是输出电压较低，可能落入后级直流负载或级联逆变装置的输入需求电压范围之间；二是 输出电压特性较软，即，在空载至满功率输出之间的电压变化范围较大。因此，希望其级联 变换器具有升降压变换功能，通过该变换器与负载相连，在匹配直流负载或级联逆变装置的 输入电压指标的同时实现宽输入电压范围内的正常工作。

在常规升降压DC-DC变换器应用中较为常见的是四开关Buck-Boost变换器，以共用的 储能电感耦合Buck拓扑与Boost拓扑，通过前级降压+后级升压结构实现变换器的升降压功 能，但其保留的四开关结构使得变换器的驱动逻辑变得较为复杂，而且在输入输出电压接近 时的输出纹波较大，无法实现升压工作模式与降压工作模式的平滑切换；此外，较大感量的 两级耦合电感也降低了变换器的动态响应性能。而对于极性反转变换器和SEPIC变换器等经 典Buck-Boost变换器，虽然其驱动逻辑较为简单，但只能工作于非同步开关模式下，并且输 出二极管降低了变换器的工作效率，也限制了它们的应用推广。

综上所述，传统升降压变换器虽然能够实现基本的升降压变换功能，但在拓扑工作效率、 动态响应性能以及驱动逻辑控制等方面仍有待改进和提高。结合新能源发电系统的快速发展 和应用，也对级联变换器拓扑结构提出了更高的要求，如燃料电池发电系统需要将输出电流/ 电压纹波限制在一定范围内，以及改善变换器高频开关产生的光伏电池发电系统等效对地漏 电流问题等。

发明内容

本发明为了解决上述问题，提出了一种SEPIC馈电升降压变换器，本发明提供一种能够 同时提高工作效率和动态响应性能的升降压变换器拓扑结构，以优化所述新能源发电系统的 能量利用效率，并实现所述新能源发电系统与直流负载或级联逆变装置的输入电压指标的匹 配。同时，考虑所述新能源发电系统的输出电流和输出电压纹波等指标，需要所述变换器拓 扑结构能够提供输入/输出电流续流能力，在减小变换器EMI的同时简化系统的电气信号采 样滤波配置。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种SEPIC馈电升降压变换器，包括相互耦合的SEPIC电路、极性反转变换电路和控制 器，SEPIC电路连接供电电源，所述SEPIC电路和极性反转变换电路通过控制开关相连接， 极性反转变换电路连接负载，控制开关S_1SBB闭合时，SEPIC电路将供电电源的电能存储于 SEPIC电路和极性反转变换电路的储能耦合电感中，同时，所述SEPIC电路的储能耦合电容 经所述极性反转变换电路向负载馈送电能；当所述控制开关断开时，所述供电电源经SEPIC 电路向负载馈送电能的同时，分别由所述SEPIC电路和所述极性反转变换电路的储能耦合电 感经所述SEPIC电路和所述极性反转变换电路向负载馈送电能，控制器控制所述控制开关的 动作。

所述SEPIC电路包括开关S_2S和第一元件集合，其中第一元件集合包括耦合电感T_1A和 T_1C、耦合电容C_couple、额外配置漏感L_LK以及可选输入电容C_in，其中，电容C_in并联于供电 电源两端，供电电源正极连接额外配置漏感L_LK，额外配置漏感L_LK串联耦合电感T_1A，耦合 电感T_1A串联T_1C，开关S_2S与耦合电感T_1C并联。

所述极性反转电路，包括开关S_2BB和耦合电感T_1B，控制开关S_1SBB一端连接耦合电感T_1A的非极性端，另一端分为两个支路，一路连接耦合电感T_1B的极性端，另一路连接开关S_2BB。

所述开关S_2BB和SEPIC电路的开关S_2S均由控制器的第二开关信号控制。

所述开关S_2S和S_2BB为具有门极驱动的开关管。

所述控制开关S_1SBB由控制器的第一开关信号控制。

所述第一开关信号和第二开关信号互补驱动的，即当开关S_1SBB导通时，开关S_2S和S_2BB关断。

所述SEPIC馈电升降压变换器的稳态传递函数为：

$M=\frac{D}{2(1-D)}$

其中，D为所述控制开关S_1SBB驱动信号的占空比，并且有D＝{2E_out/(E_in+2E_out)}，E_out为负载两端的输出电压与E_in为供电电源两端的输入电压。

所述SEPIC电路通过增加耦合电感绕组T_1A的额外漏感L_LK实现对输入电流纹波的调整， 以满足对输入电流纹波大小的需求。

所述控制开关处设有换向网络，换向网络包括若干个电容，通过电容充放电过程吸收变 换器的开关杂散损耗能量，以抑制所述耦合电感耦合系数相关的开关谐振现象。

本发明的有益效果为：

(1)SEPIC馈电升降压(SFBB)变换器通过SEPIC馈电与极性反转馈电之间的结构耦合， 能够实现所述SFBB变换器的同步开关模式运行，在提高变换器的工作效率的同时能够实现变 换器的输出续流，降低变换器输出EMI；

(2)四绕组耦合电感的应用在实现上述结构耦合的基础上，在降低所述SEPIC馈电升 降压变换器所需电感量的同时提高了变换器的动态响应性能；

(3)通过四绕组耦合电感中的耦合驱动绕组，简化了三开关管的驱动逻辑，使得所述 SEPIC馈电升降压变换器可以通过常用的同步电流模式/电压模式开关控制器实现逻辑驱动功 能；

(4)输入侧额外的漏电感能够进一步减小变换器的输入电流/电压纹波，降低变换器 输入EMI，匹配所述新能源发电系统的输出指标；

(5)在SEPIC馈电与极性反转馈电共用的控制开关节点处添加换向网络，能够抑制所 述耦合电感耦合系数相关的开关谐振现象，进一步提高变换器的工作效率。

附图说明

图1为本发明实施例提供的理想SEPIC馈电升降压(SFBB)变换器原理图；

图2为本发明实施例提供的理想SFBB变换器四绕组耦合电感电磁耦合示意图；

图3为本发明实施例提供的理想SFBB变换器主要节点电压波形图；

图4为本发明实施例提供的理想SFBB变换器主要支路电流波形图；

图5为本发明实施例提供的配置控制开关关断门电荷抽取(GCE)的SFBB变换器；

图6为本发明实施例提供的SFBB变换器开关谐振抑制换向网络原理图；

图7为本发明实施例提供的SFBB变换器控制开关与SEPIC/极性反转变换器控制开关在 “同等规格”条件下的开关损耗系数对比图；

图8为本发明实施例提供的SFBB变换器控制开关一阶近似开关损耗与SEPIC/极性反转 变换器控制开关一阶近似开关损耗的对比示意图；

图9为本发明实施例提供的电压变比M≤3时SFBB变换器和SEPIC/极性反转变换器控 制开关传导损耗以及输出级功率器件损耗系数对比图；

图10为本发明实施例提供的SFBB变换器输入级SEPIC部分耦合交流通路示意图；

其中：200、理想SFBB变换器；206、SFBB变换器控制器；250、配置有门电荷抽取 机制的SFBB变换器；262、控制开关驱动通路返回回路；264、辅助同步开关驱动通路返回 回路；268、控制开关门电荷抽取电流通路；270、控制开关门电荷抽取感生电流通路；300、 SFBB变换器换向网络；400、SFBB与SEPIC变换器开关损耗系数曲线图；402、SEPIC/极性 反转变换器控制开关损耗系数曲线；404、SFBB变换器控制开关的开通损耗系数曲线；406、 SFBB变换器控制开关的关断损耗系数曲线；408、SFBB变换器控制开关的开关损耗系数曲 线；500、SFBB与SEPIC变换器输出级损耗系数曲线图；502、SEPIC变换器输出级续流二极 管导通损耗系数曲线；504、SFBB变换器控制开关通态损耗系数曲线；506、SFBB变换器辅 助同步开关总损耗系数曲线。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

下面的描述将不是限制意义的,而是仅以描述示例性实施例的一般原理为目的来进行描 述。本发明的范围应参考权利要求来确定。

在下面的描述中,陈述了很多具体细节以提供对本发明的透彻理解。然而，对本领域的普 通技术人员而言，无需用具体细节来实践本发明。在其他示例中，已没有详细描述公知的材 料或方法,以避免模糊本发明。

本说明书通篇对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及，其含义是与该实 施例或示例相关地描述的具体特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。因此, 此说明书通篇各种地方中短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”的出现 未必全指同一实施例或示例。此外,在一个或多个实施例或示例中,可以以任何合适的组合和/ 或子组合来组合具体的特征、结构或特性。此外,同此提供的附图是出于对本领域的普通技术 人员的说明目的,并且绘图未必按比例绘制。

若无特别说明，描述为配置完成某一任务的控制器可以实现为在指定时段暂时实现所述 任务的通用器件或用于实现该任务的专用器件。术语“控制器”表示配置为处理数据如计算机 程序指令等的一个或多个器件、电路和/或处理核心的集合。

本发明实施例提供一种单端初级电感变换器(SEPIC)馈电的BUCK-BOOST(SFBB)变 换器。该变换器包括电磁耦合的SEPIC部分和极性反转变换部分。SEPIC部分和极性反转变 换部分共享一控制开关。当所述控制开关闭合时，所述SEPIC部分将供电电源的电能存储于 所述SEPIC部分和所述极性反转变换部分的储能耦合电感中，同时，所述SEPIC部分的储能 耦合电容经所述极性反转变换部分向负载馈送电能；当所述控制开关断开时，所述供电电源 经所述SEPIC部分向负载馈送电能的同时，分别由所述SEPIC部分和所述极性反转变换部分 储能耦合电感经所述SEPIC部分和所述极性反转变换部分向负载馈送电能。

图1示出SFBB变换器实施例的原理图。直观起见，原理图中示出的是无杂散效应的理 想电路。在本实施例中，200为相互耦合的SEPIC部分和极性反转变换部分。开关S_1SBB与 SEPIC部分和极性反转变换部分均相连，SEPIC部分与极性反转变换部分是电气耦合的。

SEPIC部分包括一开关S_2S(SEPIC辅助同步开关)和一包括耦合电感T_1A和T_1C、耦合电 容C_couple、额外配置漏感L_LK以及可选输入电容C_in的被动元件集合(第一元件集合)构成。 供电电源E_in(如光伏电池阵列、燃料电池系统等)经所述漏感元件L_LK与所述SEPIC馈电升 降压变换器的输入节点A和D相连。

极性反转变换部分包括一开关S_2BB(极性反转变换辅助同步开关)和一包括耦合电感T_1B的被动元件集合(第二元件集合)构成。负载R分别与耦合电感T_1B的非极性端以及接地端 相连。在本实施例中，开关的控制信号由控制器206提供，其中，开关S_1SBB由所述控制器 206的第一开关信号控制开关动作，开关S_2S和S_2BB由所述控制器206的第二控制开关控制 开关动作。所述控制器206可选地包含于本发明的实施例中，在不同的实施例中，所述控制 器206可以为分立器件的集合或集成电路形式。所述第一开关信号和第二开关信号是互补驱 动的，即，当开关S_1SBB导通时，开关S_2S和S_2BB关断；反之亦然。在以下分析中为表述清晰 起见，假定在所述SEPIC馈电升降压变换器实施电路中，耦合电感各绕组T_1A、T_1B、T_1C、T_1D的电感量相同，但根据应用场合的不同，不同的电感量也可以应用于不同的实施例中。所述 SFBB变换器的稳态传递函数(即输出电压E_out与输入电压E_in的比值)表示如下：

$M=\frac{D}{2(1-D)}$

其中，D为所述控制开关S_1SBB驱动信号的占空比，并且有D＝{2E_out/(E_in+2E_out)}。

在本实施例中，包含输入电容C_in、耦合电容C_couple和输出电容C_out，以提供完整的功能； 开关S_2S和S_2BB实现为具有门极驱动的开关管；可选的驱动电感T_1D用于共模驱动开关S_2S的 门极端，实现开关S_2S的导通和关断。所述驱动电感T_1D并未在所述SEPIC馈电升降压变换器 实施例中并未参与功率变换功能，在其他实施例中，该驱动电感T_1D也可以实现为其他类型 的固态门极驱动器或其他类型的门极驱动器。

图2示出了图1所示SFBB变换器200的磁结构，其中给出了适当的电压、电流以及SFBB 电磁耦合标识。在本实施例中，耦合电感各绕组T_1A、T_1B、T_1C、T_1D共享同一磁芯。

图3和图4分别示出了图1所示SFBB变换器200的电压时序波形图和电流时序波形图， 同时给出了适当的时序、电压、电流标识。在本实施例中，T表示开关信号周期，t_ON为控制 开关S_1SBB在一个开关信号周期内的导通时间，t_OFF为控制开关S_1SBB在一个开关信号周期内的 关断时间，所述开关信号的占空比表示为D。

结合图1、图3和图4，在t_ON期间，控制开关S_1SBB导通，辅助同步开关S_2S和S_2BB关断。 直流电流I₁和I₆分别流过电感T_1A、T_1B，来自所述供电电源的能量存储于所述SEPIC部分和 极性反转变换部分的储能电感中。与此同时，SEPIC部分的耦合电容C_couple与电感T_1C以及极 性反转变换部分的电感T_1B构成通路，将部分能量(直流电流I₃)存储于电感T_1C的同时向负 载馈送电能。根据图4，电流I₂为流过耦合电容C_couple的电流，I₉为流过输出滤波电容C_out的电流。在t_ON期间，耦合电容C_couple与输出电容C_out同时放电，以电流I_out向负载馈电。由 此，在t_ON期间，所述SEPIC部分耦合电容C_couple储存能量通过所述极性反转变换部分向负载 馈送电能。

结合图1、图3和图4，在t_OFF期间，控制开关S_1SBB关断，辅助同步开关S_2S和S_2BB导 通，电感T_1A和T_1B的电流流向不变。此时，所述SEPIC部分通过所述辅助同步开关S_2S将储 能电感T_1C中储存的部分电能馈送至负载；所述极性反转变换部分通过所述辅助同步开关S_2BB将储能电感T_1B中储存的部分电能馈送至负载；所述供电电源E_in通过所述SEPIC部分储能电 感T_1A向所述耦合电容C_couple充电。对于SEPIC部分，由于闭合的辅助同步开关S_2S构成了SEPIC 部分与负载之间的连结通路，并且该连结通路具有直流连续性，因此所述能量传递过程无需 借助耦合电感的变压器特性，即所述电路为电气耦合的。所述SFBB变换器通过上述过程重 复ON/OFF循环。

在本发明实施例中，所述SFBB变换器中实现了门电荷抽取(Gate Charge Extraction，GCE) 机制，以降低所述SFBB变换器控制开关S_1SBB的关断损耗，提高所述SFBB变换器控制开关 S_1SBB的关断速度。图5示出了配置有控制开关S_1SBB关断门电荷抽取过程的SFBB变换器实施 例。在该实施例中，所述SFBB变换器250与图1示出的所述SFBB变换器200是相似的,但 所述SFBB变换器250中的控制开关Q_1SBB、SEPIC部分辅助同步开关Q_2S和极性反转变换部 分辅助同步开关Q_2BB分别实现为金属氧化物场效应管(MOSFETs)。驱动器DR1和DR2的输 出分别与所述控制开关Q_1SBB和极性反转变换部分辅助同步开关Q_2BB的栅极相连，驱动所述 MOSFET的导通与关断。驱动器返回通路262和264分别与所述控制开关Q_1SBB和极性反转 变换部分辅助同步开关Q_2BB的源极相连。在t_OFF期间，施加于控制开关Q_1SBB栅极的电压降 低以关断开关器件。由于电感电流无法突变，此时，电感T1A仍然维持其电流流向，存在电 流通路268从所述控制开关Q_1SBB的栅极流向驱动器DR1，抽取所述控制开关Q_1SBB栅源电容 中累积的电荷。电流通路268即为GCE电流。由于电感T_1C与T_1A耦合，在电感T_1C中感生 电流270，电流270即为感生GCE电流，该电流270流向与所述电流通路268相反。电流 268和电流270结合构成所述控制开关Q_1SBB的关断电流。上述GCE过程使得所述SFBB变 换器控制开关Q_1SBB具有更快的关断速度和更小的关断损耗。

在本发明所述SFBB变换器200的部分实施例中，还可包含一换向网络300以改善所述 SFBB变换器的导通性能，所述换向网络280通过电容充放电过程吸收所述SFBB变换器200 的开关杂散损耗能量。图6示出了所述SFBB变换器200中可包含的换向网络300的实施例 原理图。在该实施例中，换向网络280包括一系列二极管和电容，所述换向网络300的节点 B、C、E、F、+分别与所述SFBB变换器200的节点B、C、E、F、+(D)相连。其中，换向 电容C_COM1、C_COM2、C_COM3和C_COM4上的电压表达式分别为：

$E_{C_{\mathrm{COM}1}}=E_{C_{\mathrm{COM}2}}=\frac{E_{\mathrm{in}}+{2E}_{\mathrm{out}}}{2}$

$E_{C_{\mathrm{COM}3}}=E_{C_{\mathrm{COM}4}}=\frac{E_{\mathrm{in}}}{2}$

结合图6示出的换向网络300，在控制开关Q_1SBB导通序列开始时，Q_1SBB处于关断状态， Q_2BB导通，因而节点B电压为(E_in+2E_out)，节点C接地，因此，Q1SBB两端电压为(E_in+2E_out)。 换向电容C_COM1和C_COM2通过二级管D_COM2分别充电至(E_in+2E_out)/2。当开关Q_2S和Q_2BB关断 时，二极管D_COM1和D_COM3快速导通，将节点B电压钳位于(E_in+2E_out)/2。由此开始，正常的 导通序列使得节点C的电压从0上升至(E_in+2E_out)/2，而Q_1SBB两端的电压从(E_in+2E_out)/2降 为0。此外，C_COM3和C_COM4分别通过各自关联的二极管D_COM4和D_COM5以及D_COM7和D_COM8构 成简化的无损吸收电路，实现对开关导通和关断时振铃效应的抑制。

图7示出了所述SFBB变换器250控制开关Q_1SBB(MOSFET)与传统BUCK-BOOST变换 器(SEPIC变换器以及极性反转变换器)控制开关(MOSFET)在“同等规格”条件下的开关损 耗系数对比图400。在该实施例中，“同等规格”是指所述SFBB变换器250与所对比的SEPIC 变换器或极性反转变换器的控制开关(MOSFET)具有相同的开关特性，并且所述变换器具 有相同的输入电压E_in和输出电流I_out条件。当控制开关导通时，开关两端的电压并不立即下 降为0，由此产生导通损耗；当控制开关关断时，流过开关的电流并不立即下降为0，由此产 生关断损耗。假定SEPIC/极性反转变换器控制开关的开关损耗系数K_SEPIC-INV为1，如图7示 出的曲线402所示。

SFBB变换器250控制开关Q_1SBB的导通损耗与所述传统BUCK-BOOST变换器(SEPIC变 换器/极性反转变换器)控制开关的导通损耗比值系数K_Q1SBB(ON)的一阶近似表达式为：

$K_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{ON}\right)}=\frac{{(1+2M)}^2}{2{(1+M)}^2}$

其中，M为所述SFBB变换器250的输出电压E_out与输入电压E_in之间的变比。上述开通 损耗系数曲线如图7示出的曲线404所示。

SFBB变换器250控制开关Q_1SBB的关断损耗与所述传统SEPIC变换器/极性反转变换器 控制开关的关断损耗比值系数K_Q1SBB(OFF)的一阶近似表达式为：

$K_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{OFF}\right)}=\frac{a(1+2M)}{{2E}_{\mathrm{in}}{(1+M)}^2}$

其中，a近似表征MOSFET的跨导特性(典型值为2V)，E_in为变换器的输入电压。上述 关断损耗系数曲线如图7示出的曲线406所示。

结合控制开关开通损耗比值系数曲线404和关断损耗比值系数曲线406，所述SFBB变 换器250控制开关Q_1SBB的开关损耗与所述传统SEPIC变换器/极性反转变换器控制开关的开 关损耗比值系数的一阶近似表达式为：

$K_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{Total}\right)}=0.5(K_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{ON}\right)}+K_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{OFF}\right)})$

控制开关的开关损耗系数曲线如图7示出的曲线408所示。

图8示出了所述SFBB变换器250控制开关(MOSFET)一阶近似开关损耗与所述传统 SEPIC/极性反转变换器控制开关(MOSFET)一阶近似开关损耗的对比示意图。图8中分别 示出了MOSFET漏源电压V_DS、漏极电流I_D以及对应功率损耗关于电压变比M的表达式。由 于所述SFBB变换器在降压工作模式时控制开关Q_1SBB的工作电流ID明显小于传统SEPIC/极 性反转变换器控制开关的工作电流，因此，在降压工作模式时所述SFBB变换器的控制开关 导通损耗会显著降低。所述SFBB变换器控制开关Q_1SBB导通时的开通功率损耗一阶近似表达 式为：

$P_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{ON}\right)}=\frac{1}{2}(E_{\mathrm{in}}+{2E}_{\mathrm{out}})I_6{t}_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{ON}\right)}{f}_{\mathrm{SW}}=\frac{{(1+2M)}^2}{2}·\frac{E_{\mathrm{in}}{I}_{\mathrm{out}}}{2}{t}_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{ON}\right)}{f}_{\mathrm{SW}}$

其中，E_in对应所述SFBB变换器的输入电压；I_out对应所述SFBB变换器的输出电流；M 为所述SFBB变换器的输出/输入电压变比；t_SFBB(ON)为所述控制开关Q_1SBB完全导通所需时间； f_sw为所述SFBB变换器的工作开关频率。

SFBB变换器控制开关Q_1SBB关断时的关断功率损耗一阶近似表达式为：

$P_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{OFF}\right)}=\frac{1}{2}a{I}_6{t}_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{OFF}\right)}{f}_{\mathrm{SW}}=\frac{1+2M}{4}a{I}_{\mathrm{out}}{t}_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(\mathrm{OFF}\right)}{f}_{\mathrm{SW}}$

其中，a近似表征MOSFET的跨导特性(典型值为2V)；I_out对应所述SFBB变换器的输 出电流；M为所述SFBB变换器的输出/输入电压变比；t_SFBB(OFF)为所述控制开关Q_1SBB完全导 通所需时间；f_sw为所述SFBB变换器250的工作开关频率。

对于独立的SEPIC变换器和极性反转变换器，由于其工作过程中输入级与输出级之间导 通时序的非严格同步，通常输出级连接续流二极管而非MOSFET等开关器件，以避免输出电 流反向导致变换器无法正常工作。因此，对于本发明实施例提供的所述SFBB变换器250， 除所述门极电荷抽取机制以及所述换向网络300对变换器控制开关Q_1SBB具有明显的降低开 关损耗作用外，通过SEPIC部分与极性反转变换部分的耦合集成，可以实现辅助同步开关Q_2S与Q_2BB对所述SEPIC部分以及极性反转变换部分的输出续流二极管的替代，显著降低所述变 换器结构辅助同步开关部分的开关功率损耗以及导通直流电阻R_DS(ON)损耗。以E_in＝12V为例， 则结合耦合电感DCR损耗以及控制开关Q_1SBB和辅助同步开关Q_2S与Q_2BB的直流电阻R_DS(ON)损耗，得到最终的SFBB变换器与SEPIC/极性反转变换器输出级损耗对比图如图9所示。

通常BUCK-BOOST型变换器的最大电压变比不超过3，即，其主要工作在降压和浅升压 模式下，因而图9主要示出了电压变比M≤3应用中的SFBB变换器和独立SEPIC/极性反转 变换器的控制开关传导损耗以及输出级功率器件损耗系数曲线图500，通过SEPIC变换器与 极性反转变换器有效耦合，克服了原始SEPIC变换器/极性反转变换器拓扑结构的非同步开关 问题，使得MOSFET能够代替输出续流二极管，在其常规电压变比范围内，变换器的功率损 耗显著降低，显著提高了变换器的输出效率和整机的功率密度。假定传统SEPIC变换器和极 性反转变换器输出级续流二极管的导通损耗系数K_SEPIC-INV为1，如图9示出的曲线502所示。

SFBB变换器250控制开关Q_1SBB的通态直流损耗与所述传统BUCK-BOOST变换器(SEPIC 变换器/极性反转变换器)控制开关的通态直流损耗比值系数K_{Q1SBB(Rds(ON))}的一阶近似表达式 为：

$K_{Q_{1\mathrm{SBB}}\left(R_{\mathrm{ds}}\left(\mathrm{ON}\right)\right)}=\frac{0.5+M}{1+M}$

其中，M为所述SFBB变换器250的输出电压E_out与输入电压E_in之间的变比。上述通态 直流损耗比值系数曲线如图9示出的曲线504所示。

SFBB变换器250控制开关Q_1SBB的关断损耗与所述传统SEPIC变换器/极性反转变换器 控制开关的关断损耗比值系数K_Q1SBB(OFF)的一阶近似表达式为：

$K_{Q_{2S}/Q_{2\mathrm{BB}}}=\frac{2(1+2M)I_{\mathrm{out}}{R}_{\mathrm{ds}\left(\mathrm{ON}\right)}+{(1+2M)}^2{E}_{\mathrm{in}}^2{f}_{\mathrm{sw}}{C}_{\mathrm{rss}}}{{4V}_D}$

其中，E_in为变换器的输入电压；I_out为所述SFBB变换器250的输出电流；f_sw为所述 SFBB变换器250的开关频率；R_ds(ON)为MOSFET辅助同步开关的通态电阻；C_rss为MOSFET 辅助同步开关的反向传输电容。上述关断损耗比值系数曲线如图9示出的曲线506所示。

对于本发明实施例提供的所述SFBB变换器200，由于耦合电感匝比为1:1，对所述SFBB 变换器200的SEPIC部分进行交流信号耦合分析，忽略耦合电感绕组等效电阻R_T1A和R_T1B的影响，将所述耦合电感进行等效可知，耦合交流通路主要由耦合电容C_couple纹波电压Δv_AC、 耦合电感绕组T_1A等效漏感L_LK1A和耦合电感绕组T_1B等效漏感L_LK1B构成，其等效电路图如图 10所示。

如果上述等效漏感过小，那么将会在耦合电感绕组T_1A和T_1B上产生较大的振荡纹波电流， 进而增大所述SFBB变换器200的输入电流纹波，这对于燃料电池发电系统等对输出电流纹 波有较为严格要求的应用场合而言是需要避免的。为了避免使用成本和体积均较大的EMI输 入滤波器，可以通过增加耦合电感绕组漏感抑制上述交流耦合通路的电流环流，这种抑制作 用最终反映到耦合电感的漏感配置中，可以将所述SFBB变换器200的输入电流纹波控制在 期望范围以内。因此，本发明实施例提供的所述SFBB变换器200均通过增加耦合电感绕组 T_1A的额外漏感L_LK实现对输入电流纹波的调整，以满足实际应用对所述SFBB变换器200输 入电流纹波大小的需求。所述额外漏感L_LK的计算表达式为：

$L_{\mathrm{LK}}\cong \frac{(1+2M)I_{\mathrm{out}}{L}_{T1A}{t}_{\mathrm{ON}}}{{2C}_{\mathrm{couple}}(E_{\mathrm{in}}+E_{\mathrm{out}})}$

以上述计算表达式为起点，可以根据实际电路仿真结果对所述额外漏感L_LK的取值进行 进一步调整。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限 制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付 出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。