用于载波频率偏移校正和信道估计的方法、系统和装置

摘要

本发明涉及用于载波频率偏移校正和信道估计的方法、系统和装置。接收器被配置为利用接收的信号的第一部分和接收的信号的第二部分分别确定信道的第一估计和第二估计。第一和第二部分分别携带用于以第一协议和第二协议解码接收的信号的信息。根据第一和第二估计执行信道的最终估计。最终估计接着被用于根据协议中的其中一个解码接收的信号中的数据。来自发生在前导符号之前的一组符号的载波频率偏移被确定并被校正以解码前导符号。校正后的前导符号接着被用于估计信道。在一个实施例中，针对802.11n标准中使用的多个天线数据包格式确定载波频率偏移。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求2013年10月25日提交的印度专利申请4828/CHE/2013的优先权，其全部内容通过引用被并入本文。

技术领域

本公开一般涉及信号处理，并且更具体地涉及用于载波频率偏移校正和信道估计的方法、系统和装置。

背景技术

在通信系统中，通常通过通信信道发射已知数据序列(一般被称为前导码或训练序列)。通信系统中的接收器比较接收的前导比特与已知前导码，以确定通信信道的性能(信道传递函数)。然后信道传递函数被用于解码前导码之后的数据。例如，一旦确定信道传递函数，就利用估计的传递函数的反转(inverse)补偿接收的信号以提取发射的信号，这在本领域中是已知的。确定信道的传递函数被称为信道估计。

通常，其他参数(例如，如载波频率偏移)影响接收的前导码。例如，残余载波频率偏移误差的存在影响信道估计，并且因此增加比特误差率(使信噪比退化)。对于采用多于一个发射天线和/或接收天线的多输入多输出(MIMO)系统的情况下，载波频率偏移(CFO)的影响更严重，因为CFO引起导致空间之间的流干扰的空间流耦合。因此，在没有校正载波频率偏移的情况下估计信道导致错误地定义信道传递函数，这会负面地影响前导码之后的数据的解码。

发明内容

根据本公开的一个方面，接收的信号的第一部分被用来确定信道的第一估计，并且接收的信号的第二部分被用来确定信道的第二估计。第一和第二部分分别携带用于根据满足不同代的用户/设备的通信标准或协议解码接收的信号的信息。根据第一和第二估计执行信道的最终估计。最终估计然后被用来根据协议解码接收的信号中的数据的期望部分。有利地，通过使用改进的最终信道估计能够以更少的误差成功地解码数据包的期望部分。

根据本公开的另一个方面，接收器被配置为根据一组符号确定残余载波频率偏移。因此所确定的载波频率偏移然后在前导符号中被校正。解码的前导符号然后被用于估计信道。在一个实施例中，针对基于802.11n标准的通信系统的MIMO数据包格式确定残余载波频率偏移。前导码中的残余载波频率偏移的校正改善了MIMO信道估计，并且随之改善了数据包误差率性能。

下文中参照框图描述了若干方面。应当理解，阐述的许多具体细节、关系和方法旨在提供对本公开的充分理解。然而，相关领域技术人员将很容易认识到，在没有具体细节中的一个更多个的情况下或在其他方法的情况下等也能够实施本公开。在其他情况下，没有详细示出已知结构或操作以避免模糊本公开的特征。

附图说明

图1是在其中能够看到本公开的各个方面的示例系统。

图2示出一个实施例中的接收器的运行的方框图。

图3A是802.11/n标准支持的示例混合模式帧结构。

图3B图示说明52个OFDM(正交频分复用)示例性音调和52个OFDM音调占用的频带。

图3C图示说明56个示例性OFDM(正交频分复用)音调和52个OFDM音调占用的频带。

图4根据一个实施例图示说明接收器在信道估计之前确定并校正载波频率偏移的方式的方框图。

图5A示出被配置为能够在MIMO配置中根据高吞吐量模式(被称为绿灯区(green field))发射信息的帧结构。

图5B示出根据一个实施例的被配置为在MIMO配置中能够以混合模式发射信息的帧结构。

图6是根据一个实施例的示例接收器的方框图。

具体实施方式

图1示出在其中能够看到本公开的各个方面的示例系统。如图所示，在一个实施例中，系统100包含发射器110、通信信道120和接收器150。在下文中更详细地描述每个元件。

发射器110根据一种或更多种通信协议、发射标准或模式将信号发射到携带信息/数据的路径112上(发射的信号)。发射器以一种模式发射数据的一些部分，并以另一种模式发射数据的其他部分。例如，在训练序列或前导码的发射期间，发射器以一种或更多种模式将前导码发射到各个模式的接收器以解码数据。发射器110被进一步配置为执行基带信号处理、调制、上变频转换、射频放大和产生根据期望标准(一个或更多个标准)/协议或模式携带数据的发射信号所需的其他操作。在一个实施例中，发射器利用多个天线发射信号。例如，发射器采用任意多输入和多输出(MIMO)发射技术(诸如相位旋转)以利用多个天线发射信号。

通信信道120通过无线或有线介质携带在路径112上发射的信号。例如，通过将噪声增加到发射的信号、引入振幅和/或相位畸变、衰退，通信信道120更改发射的信号/使发射的信号失真，这在本领域中是已知的。更改的信号被提供在路径123上。在一个实施例中，通信信道120是被配置为传播从发射器110发射的信号的无线局域网络(WLAN)信道。

接收器150被配置为接收路径123上、来自通信信道120的信号(接收的信号)。接收器150和发射器110采用一个或更多个天线以通过信道120发射与接收信号。当多于一个天线被采用时，发射器110和接收器150被配置为采用多输入和多输出(MIMO)发射技术(诸如相位旋转)，从而通过多个天线发射信号。可替代地，发射器和接收器采用SISO、MISO和SIMO配置中的其中一个。

在一个实施例中，接收器150通过有利地使用打算用于估计以其他模式接收的数据的信道的发射的信号的一部分，以期望方式提取数据。因此，用于以期望模式解码数据的信道估计的准确性被提高。在下文中进一步描述接收器150根据接收的信号估计信道特性的方式。

图2图示一个实施例中的接收器150的运行的方框图。在方框210中，接收器150接收包含第一部分和第二部分的信号。接收的信号的第一部分包含使接收器150能够以第一模式接收并提取数据的信息，以及接收的信号的第二部分包含使接收器能够以第二模式接收并提取数据的信息。

在方框220中，接收器150根据接收的信号的第一部分确定通信信道120的第一估计。在方框230中，接收器150根据接收的信号的第二部分确定通信信道120的第二估计。

在方框240中，接收器150根据通信信道的第一和第二估计确定信道的最终估计。在方框250中，接收器150利用信道的最终估计解码来自接收的信号的信息。在一个实施例中，接收器利用信道的最终估计从接收的信号提取以第二模式编码并发射的数据。因此，接收器150有利地利用存在于接收的信号的第一部分中的信息(打算用于以第一模式解码)来提高以第二模式解码的准确性(或增加信道估计的信噪比)。

因此，在一个实施例中，通信系统中可操作的接收器包含满足属于不同代的协议的用户的多个前导码，如适合IEEE802.11n的混合模式数据包格式的情况，其中用于旧有用户的L-LTF和用于802.11n用户的HT-LTF被发射，来自这些多个前导码的信息被合并，以获得更好的信道估计，从而获得更好的性能。

在下文中通过参照通信标准802.11/n(仅用于说明)进一步描述根据接收的信号估计通信信道的方式。

图3A示出802.11/n标准支持的示例高吞吐量混合模式(HT-MM)帧结构。混合模式帧结构300(HT-MM)使旧有接收器和IEEE802.11n兼容接收器能够接收数据包。帧结构300被示为包含L-STF(旧有短训练字段)310、L-LTF(旧有长训练字段)320、L-SIG(旧有信号字段)330、HT-SIG(高吞吐量信号字段)340、HT-STF(高吞吐量短训练字段)350、HT-LTF(高吞吐量长训练字段)360和数据字段370。

字段/数据包L-STF 310、L-LTF 320和L-SIG 330对应于802.11n标准中支持的低吞吐量模式通信。L-STF 310和L-LTF 320是用于信道估计的前导码，而L-SIG 330携带描述数据包结构、调制方案和数据大小等的数据，以便当以低吞吐量模式发射信息时用于解码数据。类似地，字段/数据包HT-STF 350、HT-LTF 360和HT-SIG 340对应于802.11n标准中支持的高吞吐量模式通信。HT-STF 350和HT-LTF 360是用于信道估计的前导码，而HT-SIG 340携带描述数据包结构、调制方案和数据大小等的数据，以便当发射机以高吞吐量模式发射数据时解码数据。

利用52个OFDM音调发射字段/数据包L-STF 310、L-LTF 320和L-SIG 330以及HT-SIG 340。在图3B中描述了52个OFDM音调占用的频带，其用于图示说明。利用56个OFDM音调发射字段/数据包HT-STF350和HT-LTF 360。在图3C中描述了被56个OFDM音调占用的频带，其用于图示说明。应认识到，L-LTF和HT-LTF具有52个共同的音调或副载波。

应认识到，在HT-MM中，在旧有前导码(L-STF、L-LTF和L-SIG)之后插入HT-MM的前导码。与高吞吐量绿灯区(HT-GF)数据包相比，HT-MM具有用于信道估计的更少前导码(仅一个高吞吐量长训练字段，即，HT-MM中的HT-LTF)。相比于具有导致信道估计好于HT-MM 3dB的2个LTF的副本的HT-GF，更少的前导码导致差的信道估计。

一种符合IEEE802.11n系统的常规接收器，仅在HT-LTF期间执行用于解码数据包的信道估计。这种方法适合于HT-GF格式中的信道估计，因为HT-GF仅具有HT-LTF。然而，在HT-MM格式中，常规接收器利用在L-LTF期间执行的信道估计来解码数据包中的头信息(HT-SIG)。在根据L-LTF的头信道估计的解码被放弃之后，利用HT-LTF计算新的一组信道估计。由于观察时间有限(相比于绿灯区数据包HT-GF中的HT-LTF的两个副本，HT-MM数据包中的HT-LTF仅一个副本)，信道估计退化，与HT-GF相比，在HT-MM中导致差的性能。

在本公开的一个实施例中，当接收器150被配置为以SISO模式运行时，针对52个副载波(对于L-LTF和HT-LTF而言是共同的)，接收器150合并跨越L-LTF和HT-LTF的信道估计。因此，52个音调的信道估计被改善。接收器150改进了52个平均音调的信道系数，剩余的4个额外的音调进一步改善了信道估计性能。

例如，在8微妙的L-LTF持续时间内，两个3.2微妙的序列被重复发射。在一个实施例中，接收器150针对两个重复的序列期间的每个副载波估计信道。L-LTF中的第一序列期间的第k个副载波的未平滑的或原始信道估计表示为：

$>\left(1\right)---{\hat{H}}_1\left(k\right)=\frac{R_1\left(k\right)}{S\left(k\right)}=H\left(k\right)+W_1\left(k\right)$>

其中表示第k个副载波上的第k个(原始)信道估计，R(k)是接收的第k个副载波的符号值，S(k)表示发射的第k个副载波中的符号(已知的前导码)，W(k)表示第k个副载波中的噪声，并且下标1表示在8微妙持续时间的第一个4微妙期间发射的L-LTF中的第一序列期间的计算。

类似地，L-LTF中的第二序列期间的第k个副载波处的原始信道估计表示为：

$>\left(2\right)---{\hat{H}}_2\left(k\right)=\frac{R_2\left(k\right)}{S\left(k\right)}=H\left(k\right)+W_2\left(k\right)$>

其中下标2表示在L-LTF的8微妙持续时间的第二个4微妙内的第二序列期间的计算。

接收器150解码HT-SIG字段以检查接收的信号对高吞吐量通信模式的依从性。因为信道能够在数据包期间被假定为是恒定的，因此接收器150针对4微妙的持续时间内发射的HT-LTF期间的每个副载波估计信道。在HT-LTF帧持续时间期间估计的原始信道表示为：

$>\left(3\right)---{\hat{H}}_3\left(k\right)=\frac{R_3\left(k\right)}{S\left(k\right)}=H\left(k\right)+W_3\left(k\right)$>

其中，下标3表示HT-LTF接收期间的计算。

接收器150对关系(1)–(3)的原始信道估计求平均，以改善信道估计的SNR。在一个实施例中，因为L-LTF发射期间的RMS功率通过52个音调散播，并且HT-LTF发射期间的均方根(RMS)功率通过56个音调散播，因此关系1和2中的估计按比例缩小以确定平均值。因此，接收器150被配置为通过缩放关系1和2中的估计来(合并)确定平均值。因此计算的信道估计的平均值被表示为：

$>\left(4\right)---\tilde{H}\left(k\right)=\frac{\left(\alpha \right)({\hat{H}}_1\left(k\right)+{\hat{H}}_2\left(k\right))+{\hat{H}}_3\left(k\right)}{3}=H\left(k\right)+\frac{W_1\left(k\right)+W_2\left(k\right)+W_3\left(k\right)}{3}$>

其中，对于每个共同的副载波，变量k的值在从1到52的范围内变化。α表示等于L-LTF&HT-LTF中的副载波/音调的功率的比例因数。在一个实施例中，α的值是(52/56)的平方根应认识到，当发射器110和接收器150被配置并在SISO模式下运行时，按照上述等式的求平均值的技术是适合的。

然而，IEEE802.11n标准支持空间时间块编码(STBC)(Alamotti编码)以用于对MIMO配置中的发射与接收的数据编码。在MIMO模式下，HT-LTF和符号波形的数量取决于发射天线的数量。例如，在2x1天线系统中，除了2个L-LTF外还发射2个HT-LTF。因为在MIMO系统中，HT-MM数据包格式中的L-LTF和HT-LTF具有不同的循环移位，所以信道估计的直接求平均导致结果具有误差。因此，在一个实施例中，接收器150利用循环移位信息估计并合并信道估计。

例如，在时域中，L-LTF和HT-LTF具有相同的均方根(RMS)功率。因此，在频域中，L-LTF的副载波振幅(X_lk)与H-HTF的副载波振幅(X_hk)的关系为：

(5)X_hk＝αX_lk

第k个副载波上从第t个发射天线到第r个接收器天线的信道系数被表示为H_t r,k。第n个LTF的第k个副载波上的第r个接收器天线上的接收信号被表示为R_r k,n。由于L-LTF和HT-LTF中的已知循环移位导致的第k个副载波上的相位旋转被分别表示为θ_k,l和θ_k,h。根据关系(5)，利用以下关系表示2个L-LTF和2个HT-LTF发射系统的第r个天线上接收的信号：

(6)R_rk＝AH_r.k+N_k

因为，

$>R_{\mathrm{rk}}=\left(\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{rk},1}\\ R_{\mathrm{rk},2}\\ R_{\mathrm{rk},3}\\ R_{\mathrm{rk},4}\end{array}\right),A=\left(\begin{array}{cc}{X}_{\mathrm{lk}}& X_{\mathrm{lk}}{e}^{j{\theta }_{k,l}}\\ X_{\mathrm{lk}}& X_{\mathrm{lk}}{e}^{j{\theta }_{k,l}}\\ \propto X_{\mathrm{lk}}& \propto X_{\mathrm{lk}}{e}^{j{\theta }_{k,l}}\\ -\propto X_{\mathrm{lk}}& -\propto X_{\mathrm{lk}}{e}^{j{\theta }_{k,l}}\end{array}\right),H_{r,k}=\left(\begin{array}{c}{H}_{1r,k}\\ H_{2r,k}\end{array}\right)$>并且$>N_k=\left(\begin{array}{c}{N}_{k,1}\\ N_{k,2}\\ N_{k,3}\\ N_{k,4}\end{array}\right)$>分量N_k是接收器处的噪声。根据以下关系获得信道系数的最小均方估计

$>\left(7\right)---{\hat{H}}_{r.k}={\left(A^{*}A\right)}^{-1}{A}^{*}{R}_{\mathrm{rk}}$>

其中A*表示A的共轭转置。针对所有接收天线根据关系7执行信道估计以估计整组的系数。HT-LTF中的4个额外的副载波不具有对应的L-LTF中的副载波，因此仅根据HT-LTF获得它们的估计。

在一个实施例中，例如，在可获知的残余CFO的情况下，根据HT-SIG1和/或HT-SIG2估计的相位偏移被用来在与L-LTF合并用于相干叠加之前校正HT-LTF之间的相位偏移。

图4图示说明当MIMO发射技术在一个实施例中使用时接收器150在信道估计之前确定并校正载波频率偏移的方式的方框图。在方框410中，接收器150接收包括一组符号的信号。该组符号来自HT-MM和/或HT-GF的L-SIG字段和/或HT-SIG字段。在一个实施例中，接收器150接收包括在短序列(L-STF)和长序列(L-LTF或HT-LTF)之后出现的符号的符号以估计残余CFO。

在方框420中，接收器150根据信号字段(例如，L-SIG或HT-SIG)中的频率音调中的每一个估计相位偏移(频率偏移)。在一个实施例中，当以二进制相移键控(BPSK)调制格式或以Offset-BPSK调制格式发射信号字段时，接收器使用决策导向方案确定相位偏移。因为，接收的每个数据音调的群集(constellation)上的决策被用来估计该符号中的每个音调的相位偏移。例如，当字段以offset-BPSK格式发射时，利用以下关系估计HT-SIG的数据音调的相位偏移：

$>\left(8\right)---{\phi }_{\mathrm{DATABINS}}={\tan }^{-1}\left\{\frac{Q_{\mathrm{DATABINS}}}{I_{\mathrm{DATABINS}}}\right\}-{\phi }_{\mathrm{REF}}$>其中

其中φ_DATABINS表示对应于所接受的该组数据符号的一组相位偏移，Q_DATABINS表示该组接收的符号的正交分量，I_DATABINS表示该组接收的符号的相位分量。数据值的相位偏移与导频音调的相位偏移合并，给出用于校正的最终相位偏移。来自所有音调的相位偏移估计被收集并被合并，以给出改进的估计。

根据下面的关系6计算每一个音调的单独相位偏移(还针对副载波带中的每个数据音调/导频音调进行计算)被信道量值加权，并被求和以获得用于校正的总相位偏移。在一个实施例中，接收器150利用以下关系计算总的相位偏移：

$>\left(9\right)---\hat{\phi }=\underset{r}{\Sigma }{\phi }_k·w_k$>其中$>w_k=\frac{{\left|H_k\right|}^2}{\underset{k}{\Sigma }{\left|H_k\right|}^2},$>

其中H_k是第k个符号的信道的估计。在另一实施例中，利用最大比合并(MRC)技术合并所有音调，然后通过得到MRC角度估计来获得相位偏移估计。利用以下关系执行MRC角度估计：

其中$>{\omega }_k=\frac{{\left|H_k\right|}^2}{\underset{k=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|H_k\right|}^2}$>

在方框430中，接收器150校正相位偏移，以利用估计的相位偏移解码前导符号/训练序列。解码的前导码/符号然后被用来估计信道。例如，接收器校正HT-LTF之间的相位偏移。利用任何已知的技术校正相位偏移。

在方框440中，接收器150根据一组前导符号或数据字段执行信道估计。例如，接收器根据解码的HT-LTF估计信道。在下文进一步描述接收器150确定载波频率偏移并校正频率偏移以用于改善的信道估计的方式，其中示例802.11n多天线数据包结构用于说明。

图5A示出被配置为能够在MIMO配置中根据高吞吐量模式(在本文中被称为绿灯区(HT-GF))发射信息的帧结构。图5B示出了被配置为能够在MIMO配置中根据混合模式(HT-MM)发射信息的帧结构。如图所示，在每个帧结构中，HT-LTF被重复与发射器处使用的天线数量相同的次数。已知的循环多样性技术被用来发射LTF中的符号。为了连续性，简短地描述了符号在MIMO通信系统中解码的方式。图5C图示说明两个天线(两个信道H0和H1)情况下的示例符号发射。如图所示，天线1((TX1)和天线2(TX2)分别发射LTF1字段中的符号S₀和S₁。在LTF2期间，天线1((TX1)和天线2(TX2)分别发射符号S₁和S₀的共轭s₁*和s₀*。在接收器处，通过合并两个信道的估计的信道响应来解码符号。在下文中图示说明从合并的信道估计解码符号的方式。

利用下面的合并的信道估计关系表示第一符号时间段(例如LTF1中)接收的符号(R₀)和第二符号时间段(例如LTF2中)接收的符号(R₁)：

(10)  R₀＝S₀.H₀+S₁.H₁以及R₁＝-S₁^*.H₀+S₀^*.H₁

其中H₀和H₁表示两个MIMO信道。

根据上面的关系10，利用以下关系解码接收的符号：

$>\left(11\right)---{\hat{S}}_0=R_0.{{\hat{H}}_0}^{*}+{R_1}^{*}.{\hat{H}}_1$>以及$>{\hat{S}}_1={R_0}^{*}.{\hat{H}}_1-R_1.{{\hat{H}}_0}^{*}$>

其中和是解码后的符号，R₀^*和R₁^*分别是R₀和R₁的复共轭，以及是H₀的复共轭。接收器利用信道估计H₁或H₀中的其中一个(具有更高信噪比的那个)解码符号S₀和S₁。

在一个实施例中，接收器150根据关系8、9和/或10确定IEEE802.11n帧的HT-SIG字段中的52个音调/副载波的残余载波频率偏移。接收器150基于HT-SIG中计算的残余载波频率偏移校正多个LTF的残余载波频率偏移。然后利用多个LTF估计MIMO信道。信道估计用于根据关系10和11解码数据符号。因此，关系7和8中的H₀和H₁(以及其共轭)更准确地表示信道响应。

可替代地，接收器150在随后的帧解码中使用针对信道估计计算的残余载波频率偏移。在另一实施例中，接收器150利用所确定的载波频率偏移初始化PLL以解码数据。在下文中进一步描述根据本公开的一个或更多个方面实施的示例接收器。

图6是根据一个实施例的示例接收器150的方框图。如图所示，接收器150包含一组接收器天线601A至601N、RF前端610、信号处理器620、数据处理器630和存储器640。在下文中更详细地描述每个方框。

数据处理器630和信号处理器620中的其中一个被配置为如在上面的段落中描述的那样执行信道的估计。在一个实施例中，数据处理器630和信号处理器620包含一个或更多个估计单元(估计器)，每一个估计单元均被配置为部分地执行估计(例如，按照图2的方框)。另外，信号处理器620被配置为利用信号处理技术(诸如FFT)从每个OFDM副载波提取数据(例如，作为解码器运行)。RF前端610包括元件(诸如RF信号处理电路系统)，其通过该组天线601A至601N中的一个或更多个天线从通信信道120接收信号。存储器620被配置为存储结果和用于计算目以及进一步参考的临时数据。存储器620还可以存储用于执行所期望的估计和数据解码的部分程序指令。元件620-630配合运行以如在上面的章节中描述的那样估计信道和载波频率偏移。

在一个实施例中，接收器包含平滑滤波器(未示出)，该平滑滤波器平滑上述关系4的52个平均的估计和来自HT-LTF的56个副载波的剩余的4个副载波的估计，以改进信道估计的准确性。

在常规接收器中，残余载波频率偏移(CFO)在数据字段的解码期间利用PLL(锁相环)进行确定并校正。在这样的常规接收器中，由于信道估计期间未校正的频率偏移，估计的信道会具有更高的噪声水平。在MIMO系统中，与SISO系统相比，残余CFO会更严重地影响信道估计。在MIMO系统中，存在残余CFO的情况下，信道矩阵未被准确地估计。这由于多个本征信道不能在接收器处解耦合而导致空间之间的干扰(ISSI)，并引起MIMO系统中的信道估计的严重性能退化。

在本公开的另一实施例中，接收器150被配置为在信道估计之前确定载波频率偏移，并且在校正载波频率偏移后执行信道估计。因此，信道被准确地估计(或信道估计的信噪比被提高)。在下文中更详细地描述接收器150在信道估计之前确定并校正载波频率偏移的方式。

虽然本公开的各种示例已经在上面进行了描述，但应理解，它们仅以示例的方式呈现，并不是限制性的。因此，本公开的宽度和范围不应当被上述示例中的任一个限制，而应当根据随后的权利要求和其等同物进行限定。