不需要循环前缀的OFDM/OFDMA符号循环移位均衡方法

摘要

不需要循环前缀的OFDM/OFDMA符号循环移位均衡方法，属于无线通信技术领域。为了解决现有为了克服ISI引入CP而浪费频谱资源和功耗的问题。所述方法包括：OFDM/OFDMA系统的发送端在发送数据块b

说明书

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种不需要循环前缀的OFDM/OFDMA符号循 环移位均衡方法。

背景技术

由于OFDM/OFDMA技术具有较高的频谱效率、良好的抗频选能力、易于数字实现 等优点，它已经成为当前备受推崇的调制技术、频率复用技术和多址接入技术。但是，当 OFDM/OFDMA系统工作在多径环境下，频率选择性衰落会导致符号间串扰(Inter-symbol  Interfere，ISI)。为了克服这个问题，惯用的做法是在OFDM/OFDMA的符号间加入循环 前缀(Cyclic Prefix，CP)，这样做的好处是OFDM/OFDMA的符号在接收端借助CP就 可以把多径传播造成的线性移位转化成循环移位。当符号进入到FFT/IFFT进行恢复后， 利用一个抽头的均衡器就可以消除频率选择性衰落造成的影响。

从信息的角度看，CP不含有任何信息，是一种冗余。无论从频谱资源上，还是功耗 上都造成了浪费，且其长度受限于物理环境(大于或等于最大多径时延)。随着传输速率 的提高，OFDM/OFDMA的符号会变得越来越短，那么CP的相对长度就会越来越长，造成 的浪费就会越来越大。所以，OFDM/OFDMA要获得进一步的发展，CP问题可能会变成最大 的障碍之一。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有为了克服ISI引入CP而浪费频谱资源和功耗的问题，本发 明提供一种不需要循环前缀的OFDM/OFDMA符号循环移位均衡方法。

本发明的不需要循环前缀的OFDM/OFDMA符号循环移位均衡方法，

所述方法包括：

OFDM/OFDMA系统的发送端对每个用户的待发送I个数据块中的数据块b_i的发送方法 包括：

步骤A1：将待发送的串行数据块b_i进行串并转换，获得数据块b_i转换后的M个码元 b_i,m，其中，m＝0,1,…M-1；所述码元的周期为T_b；b_i表示第i个数据块，i＝2,…I；

步骤A2：将获得的M个码元依次进行IFFT变换、并串转换、数模转换和载波 调制，并将载波调制后的数据经天线发出；

OFDM/OFDMA系统的接收端对每个用户的待接收的I个数据块中的数据块b_i的接收方 法包括：

步骤B1：对接收到的信号进行载波解调后，再以T_b为采样周期进行采样，获得M个 采样点；

步骤B2：将获得的M个采样点进行串并转换，获得M路并行的采样点；

步骤B3：M路并行的采样点中的前L-1路采样点分别与接收数据块b_i-1时的判决 反馈均衡操作输出的L-1项做差，将做差后获得的L-1路采样点与M路并行的采样 点中的后M-L+1路采样点进行CP恢复操作；

步骤B4：将进行CP恢复操作获得的M路采样点依次进行FFT变换和并串转换， 获得一路串行数据，将获得的一路串行数据进行滤波判决输出；

步骤B5：对滤波判决输出的数据进行判决反馈均衡操作：

对滤波判决输出的数据依次进行串并转换和IFFT变换，获得M个离散值，将获得 的M个离散值与信道的单位冲激响应进行卷积运算，卷积运算后获得长度为M+L–1 的向量，其中后L-1项向量为判决反馈均衡操作输出的L-1项，L为信道的长度。

步骤B3中，将做差后获得的L-1路采样点与M路并行的采样点中的后M-L+1 路采样点进行CP恢复操作的方法包括：

步骤B31：当处理做差后获得的L-1路采样点时，利用做差后获得的L-1路采 样点中第0路采样点r_i(0)和信道的冲激响应相乘，获得第0路的向量： $r_{i,0}=r_i\left(0\right)\frac{h}{h\left(0\right)}={\left[r_{i,l}\left(0\right)\right]}_{l=0}^{L-1},$并将输入到存储器存储；l＝0,…L-1；

其中，表示第i个数据块传输时，经过路径l的第0路采样点， ρ_l表示第l条路径的信道增益，ρ₀表示第0条路径的信道增益，j为虚数单位，即j²＝-1； φ_l表示第l条路径的相位误差，φ₀表示第0条路径的相位误差；

步骤B32：根据做差后获得的L-1路采样点中第n(1≤n≤L-2)路采样点r_i(n) 和已获得的向量，利用公式一，依次获得剩余L-2路采样点对应的向量并将 所述向量输入到存储器存储；

$r_{i,n}=[r_i\left(n\right)-\underset{l=1}{\overset{n}{\Sigma }}{r}_{i,l}(n-l)]·\frac{h}{h\left(0\right)}={\left[r_{i,l}\left(n\right)\right]}_{l=0}^{L-1}$公式一；

其中，表示第i个数据块传输时，经过路径l的第n个采样点；

步骤B33：当L-1≤n≤M-1时，即理M路并行的采样点中的后M-L+1路 采样点时，利用第n路采样点，结合公式二，获得L-1≤n≤M-1时对应的向量 将向量输入存储器存储；

$r_{i,n}=[r_i\left(n\right)-\underset{l=1}{\overset{L-1}{\Sigma }}{r}_{i,l}(n-l)]·\frac{h}{h\left(0\right)}={\left[r_{i,l}\left(n\right)\right]}_{l=0}^{L-1}$公式二；

其中，表示第i个数据块传输时，经过路径l的第n个采样 点；

步骤B34：根据存储器内存储的M个向量和采样点r_i(n)，相加后获得：

${\left[{\hat{r}}_i\left(n\right)\right]}_{n=0}^{L-2}={[r_i\left(n\right)+\underset{l=n+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}{r}_{i,l}(M-l)]}_{n=0}^{L-2}$公式三；

步骤B35：根据公式三，获得向量所述向量 为CP恢复操作获得的M路采样点。

本发明的有益效果在于，本发明在发送端对OFDM/OFDMA的信号处理过程中并没有引 入在符号间加上循环前缀CP的环节，即：OFDM/OFDMA信号的帧结构不包含循环前缀； 本发明的接收端采用的反馈均衡操作有效的消除了多径传播导致的ISI现象。所以本发 明在消除了ISI现象同时，又避免CP频谱资源以及功耗造成的浪费。

附图说明

图1为具体实施方式一中SCSE-OFDM的发送端的原理示意图。

图2为具体实施方式一中的SCSE-OFDM/OFDMA的帧结构与传统OFDM/OFDMA的对比 示意图。

图3为具体实施方式一中SCSE-OFDM的接收端的原理示意图。

图4为具体实施方式一中的CP恢复操作的原理示意图。

图5为OFDMA系统的发射端原理示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1、图2和图3说明本实施方式，本实施方式提供一种不需 要循环前缀的OFDM符号循环移位均衡方法，所述方法包括：

OFDM系统是OFDA系统的子系统，如图1所示，在SCSE-OFDM的发送端，对每个用户 的待发送I个数据块中的数据块b_i的发送方法包括：

步骤A1：将待发送的串行数据块b_i进行串并转换，获得数据块b_i转换后的M个码元 b_i,m，其中，m＝0,1,…M-1；所述码元的周期为T_b；b_i表示第i个数据块，i＝2,…I；

步骤A2：将获得的M个码元依次进行IFFT变换、并串转换、数模转换和载 波调制，并将载波调制后的数据经天线发出；b_i,m为第i个数据块的第m个码元；

本实施方式的发送端与传统的OFDM的信号处理流程主要区别是缺省了加入CP的环 节。

假设用户在发送之前对数据进行了BPSK映射，

${\left[b_i\right]}_{i=-\infty }^{\infty },b_i={\left[b_{i,m}\right]}_{m=0}^{M-1},b_{i,m}\in \{-\mathrm{1,1}\};$

是经过M点的IFFT变换后的结果：

$s_i\left(n\right)=\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{b}_{i,m}{e}^{j2\pi \frac{\mathrm{mn}}{M}},n=\mathrm{0,1},...,M-1;$

根据可以得到SCSE-OFDM/OFDMA的帧结构如图2所示。在图2中， SCSE-OFDM/OFDMA的帧结构与传统OFDM/OFDMA的对比。其中，假设最大多径时延为 L-1个码元。

进行数模转换后，得到s_i(t)si(t)。这里，s_i(t)是基带信号，然后将信 号进行载波调制，获得：

最后，将射频信号经天线发射出去。

这里引入静态的多径信道模型，假设在一个符号时间内信道状态不发生改变，则信道 的单位冲激响应为，

$h\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\rho }_l{e}^{{j2\mathrm{\pi \phi }}_l}\delta (t-{\tau }_l);$

上式中，ρ_l是信道增益，服从瑞利分布；φ_l是多径信道的相位误差，服从[0,2 π]上的均匀分布；τ_l是多径时延，最大多径时延为τ_L-1，令可分辨径的条数为L；假 设采样间隔为T_b，其离散形式为L的向量：

$\left(\begin{array}{c}h={\left[h\left(n\right)\right]}_{n=0}^{L-1}={\left[\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\rho }_l{e}^{{j2\mathrm{\pi \phi }}_l}\sin c(n-l)\right]}_{n=0}^{L-1}\\ [{\rho }_0{e}^{{j2\mathrm{\pi \phi }}_0},{\rho }_1{e}^{{j2\mathrm{\pi \phi }}_1},...,{\rho }_{L-1}{e}^{{j2\mathrm{\pi \phi }}_{L-1}}]\end{array}\right);$

上式中，记l＝τ_l/T_b。经过采样后，信道的多径时延实际上被采样间隔量化了， 量化的间隔就是采样间隔。那么，接收机呈现出的多径时延就是采样间隔的整数倍。显 然，信道的单位冲激响应是用长度为L的向量表示的，从这个角度讲，信道的长度 就是L，其数值上等于多径信道的路径数目。

如图3所示，在SCSE-OFDM系统的接收端，对每个用户的待接收的I个数据块中的数 据块b_i的接收方法包括：

步骤B1：对接收到的信号进行载波解调后，再以T_b为采样周期进行采样，得到一组 向量：

${\left[r_i\left(n\right)\right]}_{n=0}^{M-1}={\{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\rho }_l{s}_i(n-l)e^{{j2\mathrm{\pi \phi }}_l}+N\left(n\right)\}}_{n=0}^{M-1};$

所述向量由M个采样点组成；

步骤B2：将获得的M个采样点进行串并转换，获得M路并行的采样点；

步骤B3：将M路并行的采样点分成两部分：第一部分采样点的个数等于最大多径 时延内所包含的采样点数，显然，通过以上的变量定义，这里取第一部分的采样点数为 L-1；在M个采样点数的向量中，剩下的M-L+1个采样点为第二部分；由于多径 信道的影响，对数据块b_i进行采样的时候，前L-1个采样点可能会受到数据块b_i-1的 叠加，所以对b_i进行处理时，可以分成两个部分：

${\left[r_i\left(n\right)\right]}_{n=0}^{M-1}={\{\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{\rho }_l{s}_i(n-l)e^{{j2\mathrm{\pi \phi }}_l}+N\left(n\right)\}}_{n=0}^{M-1};$

首先，M路并行的采样点中的前L-1路采样点分别与接收数据块b_i-1时的判决反馈 均衡操作输出的L-1项做差，过程包括：

数据块b_i-1进行M点的IFFT变换处理，输出M个离散值

将得到M个离散值与信道的冲激响应进行卷积运算，获得一组长度为M+L-1的向 量：

其中，为信道的冲击响应，表示卷积运算；

从中取出后L-1项，即与做差，得到

将做差后获得的L-1路采样点与M路并行的采样点中的后M-L+1路采 样点r_i(n)进行CP恢复操作；

步骤B4：将进行CP恢复操作获得的M路采样点依次进行FFT变换和并串转换， 获得一路串行数据，将获得的一路串行数据进行滤波判决输出；

本步骤中的滤波为单抽头的滤波，消除相位翻转的影响。

步骤B5：对滤波判决输出的数据进行判决反馈均衡操作：

对滤波判决输出的数据依次进行串并转换和IFFT变换，获得M个离散值，将获得 的M个离散值与信道的单位冲激响应进行卷积运算，卷积运算后获得长度为M+L–1 的向量，其中后L-1项向量为判决反馈均衡操作输出的L-1项，L为信道的长度。

具体实施方式二：结合图4说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的 不需要循环前缀的OFDM符号循环移位均衡方法的进一步限定，

步骤B3中，将做差后获得的L-1路采样点与M路并行的采样点中的后M-L+1 路采样点进行CP恢复操作的方法包括：

步骤B31：当处理做差后获得的L-1路采样点时，利用做差后获得的L-1路采 样点中第0路采样点r_i(0)和信道的冲激响应相乘，获得第0路的向量： $r_{i,0}=r_i\left(0\right)\frac{h}{h\left(0\right)}={\left[r_{i,l}\left(0\right)\right]}_{l=0}^{L-1},$并将输入到存储器存储；l＝0,…L-1；

其中，表示第i个数据块传输时，经过路径l的第0路采样点， ρ_l表示第l条路径的信道增益，ρ₀表示第0条路径的信道增益，j为虚数单位，即j²＝-1； φ_l表示第l条路径的相位误差，φ₀表示第0条路径的相位误差；

步骤B32：

根据做差后获得的L-1路采样点中第n(1≤n≤L-2)路采样点r_i(n)和已获得的 向量，利用公式一，依次获得剩余L-2路采样点对应的向量并将所述向量 输入到存储器存储；获得公式一的具体过程：

根据第0路的向量、第1路采样点r_i(1)和信道的冲激响应，获得第1路的向量

$r_{i,1}=[r_i\left(1\right)-r_{i,1}\left(0\right)]\frac{h}{h\left(0\right)}={\left[r_{i,l}\left(1\right)\right]}_{l=0}^{L-1};$

根据第0路的向量、第1路的向量、第2路采样点r_i(2)和信道的冲激响应，获得第 2路的向量：

$r_{i,2}=\{r_i\left(2\right)-[r_{i,2}\left(0\right)+r_{i,1}\left(1\right)\left]\right\}·\frac{h}{h\left(0\right)}={\left[r_{i,l}\left(2\right)\right]}_{l=0}^{L-1};$

根据第0路的向量、第1路的向量、第2路的向量、第3路采样点r_i(3)和信道的冲 激响应，获得第2路的向量：

$r_{i,3}=(r_i\left(3\right)-[r_{i,3}\left(0\right)+r_{i,2}\left(1\right)+r_{i,1}\left(2\right)\left]\right)·\frac{h}{h\left(0\right)}={\left[r_{i,l}\left(3\right)\right]}_{l=0}^{L-1};$

以此类推获得，第n(1≤n≤L-2)路的向量的通项：

$r_{i,n}=[r_i\left(n\right)-\underset{l=1}{\overset{n}{\Sigma }}{r}_{i,l}(n-l)]·\frac{h}{h\left(0\right)}={\left[r_{i,l}\left(n\right)\right]}_{l=0}^{L-1}$公式一；

其中，表示第i个数据块传输时，经过路径l的第n个采样点；

步骤B33：当L-1≤n≤M-1时，即理M路并行的采样点中的后M-L+1路 采样点时，利用第n路采样点，结合公式二，获得L-1≤n≤M-1时对应的向量 将向量输入存储器存储；

$r_{i,n}=[r_i\left(n\right)-\underset{l=1}{\overset{L-1}{\Sigma }}{r}_{i,l}(n-l)]·\frac{h}{h\left(0\right)}={\left[r_{i,l}\left(n\right)\right]}_{l=0}^{L-1}$公式二；

其中，表示第i个数据块传输时，经过路径l的第n个采样 点；

步骤B34：根据存储器内存储的M个向量和采样点r_i(n)，相加后获得：

${\left[{\hat{r}}_i\left(n\right)\right]}_{n=0}^{L-2}={[r_i\left(n\right)+\underset{l=n+1}{\overset{L-1}{\Sigma }}{r}_{i,l}(M-l)]}_{n=0}^{L-2}$公式三；

步骤B35：根据公式三，获得向量所述向量 为CP恢复操作获得的M路采样点。

从图5中可以看出，OFDM是OFDMA的子系统，所以，所以本发明同样适用于OFDMA 系统。当本发明应用在OFDM系统中时，称之为SCSE-OFDM；当本发明用在OFDMA系统中 时，称之为SCSE-OFDMA系统；虽然本发明不涉及用户资源块划分的流程，但是并不意味着 本发明没有涵盖到SCSE-OFDMA。