应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构

摘要

本发明公开了一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，包括：第一从电容C1、第二从电容C3、主电容C2、第一开关管S1和第二开关管S2；两个从电容分别串联了极性相反的第一开关管S1和第二开关管S2，开关管两端反向并联二极管；两个开关管第一开关管S1和第二开关管S2的导通时间相差半个周期，为固定频率变占空比D控制，通过控制占空比D的大小以改变SCC结构等效电容Ceq的值进而实现对LCL谐振变换器谐振频率的调控实现其恒流输出可控。本发明具有开关损耗小和效率高等优点。

说明书

技术领域

本发明涉及一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构技术，特别涉及一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构。

背景技术

高频交流配电(HFAC PDS)方式与直流配电(DC PDS)方式相比，具有电压转换方便和功率密度高等优点，既可应用于小功率、短距离传输的计算机和通信设备，又可应用于中等功率、长距离传输的电动汽车和微电网领域。在高频交流配电系统中,高效优质的电源侧变换器的设计与实现具有重要意义。LCL谐振变换器在特定工作条件下是一个与负载无关的恒流源，但是元件参数的误差以及负载与输入的扰动使得变换器很难保持稳定的恒流状态。本发明提出了一种新型SCC结构构成SCC-LCL谐振变换器，实现了可控恒流源输出。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，该SCC结构适用于高频交流配电领域，可以应用于补偿扰动使LCL高频谐振实现可控恒流源输出。

本发明的目的通过下述技术方案实现：一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，包括：第一从电容C₁、第二从电容C₃、主电容C₂、第一开关管S₁和第二开关管S₂；第一从电容C₁的正极和第二从电容C₃的正极均与主电容C₂的正极相连接；第一从电容C₁的负极和第一开关管S₁的漏极连接，第二从电容C₃的负极与第二开关管S₂的源极连接；第一开关管S₁的源极和第二开关管S₂的漏极均与主电容C₂的负极相连接；控制信号接入第一开关管S₁和第二开关管S₂的栅极，通过占空比D的大小控制开关管的导通时间从而控制等效电容；第一开关管S₁和第二开关管S₂的导通时间相差半个周期。

所述第一从电容C₁和第二从电容C₃的电容值相等，所述第一从电容C₁和第二从电容C₃的结构具有对称性。所述第一从电容C₁和第二从电容C₃的电容值相等，以确保所述SCC结构的对称性，保证其抗扰性能。

采用固定的频率控制第一开关管S₁和第二开关管S₂，采用变化的占空比控制第一开关管S₁和第二开关管S₂；第一开关管S₁和第二开关管S₂的导通时间相差半个周期，即导通时间的相位差为180°，为软开关的实现提供了保障。

所述变化的占空比是指通过改变占空比的大小，调节等效电容的值，以补偿输入电压波动及元件的扰动。

所述变化的占空比的变化范围具有三种情况：

第①种情况：0≤D≤0.25；

第②种情况：0.25≤D≤0.5；

第③种情况：D≥0.5；

其中，D代表占空比。

所述变化的占空比的变化范围为第①种情况时，第一从电容C₁充电最大电压u_c1max小于第二从电容C₃的最小放电电压u_c3min，即：u_c1max≤u_c3min，等效电容C_eq计算公式为：

$>C_{\mathrm{eq}}=\frac{{\mathrm{\Delta Q}}_{c_1}}{Q_{c_1}}{C}_1+C_2+\frac{{\mathrm{\Delta Q}}_{c_3}}{Q_{c_3}}{C}_3=2(1-\cos \left(2\mathrm{D\pi }\right))C+C_2;$>

其中，为第一从电容C₁在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第一从电容C₁在SCC结构中半个周期的电荷量；为第二从电容C₃在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第二从电容C₃在SCC结构中半个周期的电荷量。

所述变化的占空比的变化范围为第②种情况时，第一从电容C₁和第二从电容C₃的充放电曲线存在交叉情况下，等效电容计算公式为：

$>C_{\mathrm{eq}}=\frac{{\mathrm{\Delta Q}}_{c_1}}{Q_{c_1}}{C}_1+C_2+\frac{{\mathrm{\Delta Q}}_{c_3}}{Q_{c_3}}{C}_3=\frac{3-\cos \left(2\mathrm{D\pi }\right)}{3}C+C_2;$>

其中，为第一从电容C₁在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第一从电容C₁在SCC结构中半个周期的电荷量；为第二从电容C₃在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第二从电容C₃在SCC结构中半个周期的电荷量。

所述变化的占空比的变化范围为第③种情况时，其特征在于，所述变化的占空比对SCC等效电容的电容值控制失效，等效电容的电容值是第一从电容C₁、第二从电容C₃和主电容C₂的电容值之和。

本发明的SCC结构中：第一开关管S₁和第一从电容C₁串联、第二开关管S₂和第二从电容C₃串联然后与主电容C₂并联；其中，第一开关管S₁和第二开关管S₂的极性相反；第一从电容C₁和第二从电容C₃的电容值相等；第一开关管S₁和第二开关管S₂反相并联并且具有有续流二极管；第一开关管S₁和第二开关管S₂导通时间相差半个周期，为固定的频率控制和变化的占空比控制，通过控制占空比的大小以改变SCC结构等效电容C_eq的值进而实现对LCL谐振变换器谐振频率的调控实现其恒流输出可控；把SCC等效电容C_eq的值计算分为三种情况，对不同区间内等效电容值计算公式有所差异，使变化的占空比的有效控制范围为0≤D≤0.5，其中，D代表占空比。所述SCC结构的占空比控制平滑、连续，两个开关管均能实现软开关，开关损耗小，效率高，开关可控电容SCC的引用于LCL高频谐振变换器中可以补偿输入电压波动和元件参数误差的影响，实现可控恒流输出。

本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：

(1)第一开关管S₁和第二开关管S₂导通时间相差半个周期以及两个相等的第一从电容C₁和第二从电容C₃，使得SCC的工作在正负半周期内对称，因此抗干扰性强，并且比单边结构更为稳定。

(2)本发明在SCC结构中，通过固定的频率控制和变化的占空比控制，占空比控制第一从电容C₁和第二从电容C₃的作用时间以调节改变等效电容C_eq的值，直观方便。

(3)本发明中控制占空比D有效调节范围为0≤D≤0.5，可以实现对SCC等效电容C_eq的单调、平滑的控制，控制范围大。

(4)本发明中SCC结构里面第一开关管S₁和第二开关管S₂导通前其反并联二极管导通通流，开关管可以实现ZVS软开关，损耗小，效率高。

附图说明

图1是一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的新型SCC拓扑结构图。

图2(a)是电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D≤0.25占空比控制范围下的波形分析图。

图2(b)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D≤0.25占空比控制范围下模态1的示意图。

图2(c)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D≤0.25占空比控制范围下模态2的示意图。

图2(d)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D≤0.25占空比控制范围下模态3的示意图。

图2(e)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D≤0.25占空比控制范围下模态4的示意图。

图2(f)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D≤0.25占空比控制范围下模态5的示意图。

图2(g)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D≤0.25占空比控制范围下模态6的示意图。

图3(a)是电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D≤0.5占空比控制范围下的波形分析图。

图3(b)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D≤0.5占空比控制范围下模态1的示意图。

图3(c)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D≤0.5占空比控制范围下模态2的示意图。

图3(d)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D≤0.5占空比控制范围下模态3的示意图。

图3(e)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D≤0.5占空比控制范围下模态4的示意图。

图3(f)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D≤0.5占空比控制范围下模态5的示意图。

图3(g)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D≤0.5占空比控制范围下模态6的示意图。

图4是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.5≤D占空比控制范围下的波形分析图。

图5是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D≤0.5占空比有效控制范围下等效电容C_eq/C随占空比D的变化曲线图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，是一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC拓扑结构图。所述SCC结构单元包含：第一开关管S₁和第一从电容C₁串联、第二开关管S₂和第二从电容C₃串联、然后与主电容C₂并联；其中，第一开关管S₁和第二开关管S₂的极性相反；为了保证开关的对称性使第一从电容C₁、第二从电容C₃的电容值C₁＝C₃；开关管S₁和S₂反并联有续流二极管；正弦交流电压源加到SCC结构两端，通过改变占空比D的大小来控制开关管导通时间，即可改变对从电容的作用时间，即可调控SCC等效电容C_eq。

下面结合附图对SCC结构在不同占空比区间的工作波形和模态图，说明本发明的工作原理。

如图2(a)、图2(b)、图2(c)、图2(d)、图2(e)、图2(f)和图2(g)所示，占空比在0≤D≤0.25调控区间内，一个工作周期内第一开关管S₁和第二开关管S₂及其反并联二极管各导通2Dπ的时间，可以分为六种不同的工作模态，对应t₀～t₆六个模态：

1)模态1[t₀～t₁]：t₀时刻，SCC电流i_c过零点，第一开关管S₁闭合，正向电容电流给第一从电容C₁充电。此模态内第一从电容C₁、主电容C₂通流作用，第二从电容C₃串联的第二开关管S₂和反并联的二极管均关断而不作用。第一从电容C₁电流i_c1＝i_c/2，第二从电容C₃电压u_c3保持不变。

2)模态2[t₁～t₂]：t₁时刻，第一开关管S₁断开，第一从电容C₁充电结束。该模态内第一从电容C₁、第二从电容C₃均不作用，只有主电容C₂作用，第一从电容C₁电压u_c1、第二从电容C₃电压u_c3保持不变。

3)模态3[t₂～t₃]：在t₂时刻，SCC两端电压u_c增长到与第二从电容C₃两端电压u_c3相等，之后u_c>u_c3；与第二从电容C₃串联的第二开关管S₂的反并联二极管导通对第二从电容C₃充电。此模态内，主电容C₂与第二从电容C₃作用，第二从电容C₃的电流i_c3＝i_c/2。

4)模态4[t₃～t₄]：t₃时刻，SCC电流i_c过零点，电容第二从电容C₃充电结束；第二开关管S₂闭合，第二从电容C₃开始放电。此模态内，主电容C₂与第二从电容C₃作用，电压u_c1保持不变，同样i_c3＝i_c/2。

5)模态5[t₄～t₅]：t₄时刻，第二开关管S₂断开，第二从电容C₃停止作用。u_c1、u_c3保持不变。

6)模态6[t₅～t₆]：t₅时刻，SCC电压u_c＝u_c1，之后u_c下降；与第一从电容C₁串联的第一开关管S₁的反并联二极管导通。第一从电容C₁放电，u_c3保持不变。直到t₆时刻，第一开关管S₁闭合。之后重复t₀～t₆的周期。

分析可得，在模态3与模态6中，第一开关管S₁与第二开关管S₂并联的反接二极管分别导通，因此在此模态内开关S₃和S₄可分别实现零电压开通，实现ZVS开关。

开关电容SCC的等效电容C_eq为：

$>C_{\mathrm{eq}}=\frac{{\mathrm{\Delta Q}}_{c_1}}{Q_{c_1}}{C}_1+C_2+\frac{{\mathrm{\Delta Q}}_{c_3}}{Q_{c_3}}{C}_3=(2(1-\cos \left(2\mathrm{D\pi }\right))+1)C;$>

如图3(a)、图3(b)、图3(c)、图3(d)、图3(e)、图3(f)和图3(g)所示，占空比在0.25≤D≤0.5调控区间内，第一从电容C₁与第二从电容C₃的充放电曲线之间存在着交叉，即第一从电容C₁充电最大电压u_c1max大于第二从电容C₃的最小放电电压u_c3min(u_c1max>u_c3min)。反接二极管的导通时刻的改变使工作周期有所不同。

1)模态1[t₀～t₁]：t₀时刻，SCC电流i_c过零点，第一开关管S₁闭合，正向电容电流给第一从电容C₁充电。第一从电容C₁充电，电压u_c1增大，充电电流i_c1＝1/2*i_c。第二从电容C₃电压u_c3保持u_c3min不变。

2)模态2[t₁～t₂]：t₁时刻，第一从电容C₁电压u_c1＝u_c1min。第一从电容C₁继续充电，之后u_c1>u_c3min，与第二从电容C₃串联的MOS管的反并联二极管导通。此模态内，三个电容全都作用，第一从电容C₁、第二从电容C₃都处于充电状态。电容电流i_c1＝i_c3＝i_c/3。

3)模态3[t₂～t₃]：t₂时刻，S₃断开，第一从电容C₁停止充电，u_c1保持不变，第二从电容C₃串联的反接二极管持续导通，第二从电容C₃继续充电。第二从电容C₃电流i_c3＝i_c/2。

4)模态4[t₃～t₄]：t₃时刻，SCC电流i_c过零点，第二开关管S₂闭合导通，第二从电容C₃电压充电至最大值。同样，电容电流i_c3＝i_c/2，同时第二从电容C₃放电，电压u_c3下降。

5)模态5[t₄～t₅]：t₄时刻，第二从电容C₃电压下降至u_c3＝u_c1。与第一从电容C₁串联的第一开关管S₁的反并联二极管导通，三个电容同时作用，第一从电容C₁、第二从电容C₃和主电容C₂都处于放电状态。电容电流i_c1＝i_c3＝i_c/3。

6)模态6[t₅～t₆]：t₅时刻，第二开关管S₂断开，第二从电容C₃放电结束，电压u_c3保持不变。第一开关管S₁的反并联二极管持续导通，第一从电容C₁继续放电，直到t₆时刻开关电容SCC电流i_c过零点，第一从电容C₁放电结束电压降到u_c1min，第二从电容C₃电压u_c3继续保持不变；开关S₃闭合，之后重复[t₀～t₆]的周期工作。

在模态3和模态6中，第一开关管S₁和第二开关管S₂上的反并联二极管分别导通，因此在t₃和t₀(t₆)时刻两个开关管可以分别实现ZVS软开关。

开关电容SCC的等效电容为：

$>C_{\mathrm{eq}}=\frac{{\mathrm{\Delta Q}}_{c_1}}{Q_{c_1}}{C}_1+C_2+\frac{{\mathrm{\Delta Q}}_{c_3}}{Q_{c_3}}{C}_3=(\frac{3-\cos \left(2\mathrm{D\pi }\right)}{3}+1)C;$>

如图4所示，在占空比控制0.5≤D范围时，第一从电容C₁、第二从电容C₃充放电电流曲线连续，整个周期内两个开关控制电容的充放电与主电容C₂的周期同步，即SCC三个电容都同时作用，控制占空比无法达到控制等效电容的目的。

如图5所示，由前述分析可得占空比有效控制范围是0≤D≤0.5，等效电容C_eq随占空比D的变化曲线如图5所示。控制占空比D，可以实现对SCC等效电容C_eq的单调、平滑的控制，控制范围大，可以在1≤C_eq/C≤2.3内变化。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。