参数在线整定的中点电压控制系统及方法

摘要

本发明公开了一种参数在线整定的中点电压控制系统及方法。该系统包括三电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括采样单元、数字锁相环单元、输出闭环控制单元、PI参数在线整定单元、中点电压PI控制单元和SVPWM矢量控制单元；所述SVPWM矢量控制单元的输出端经驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂各个开关管。利用本发明提出的参数在线整定的中点电压控制系统及方法，能够抑制中点电压直流偏置和中点电压波动，实现中点电压平衡控制。

说明书

技术领域

本发明属于电力电子变换技术中的控制技术领域，特别是一种参数在线整定的中点电压控制系统及方法。

背景技术

随着电力电子器件的迅速发展，高压大功率的电力电子装置及交流调速系统在炼钢轧钢工业系统、电化学工业系统、铁路船舶动力系统等领域得到了广泛的应用。这些电力电子装置都具有控制要求高、功率大、电压等级高、系统复杂等特点。两电平逆变器存在开关损耗高、电磁干扰大、开关管承受的电压应力高等诸多限制使得两电平逆变器很难满足这些应用场合。与两电平逆变器相比，多电平逆变器输出电平数多，所得到的阶梯波平台阶数多，从而越接近标准正弦波，其谐波成分越少，多电平逆变器的出现为高压大功率系统的实现提供了一种兼顾高性能和大容量的可能，其电路拓扑结构与控制方法成为了当今的研究热点。

多电平逆变器的拓扑大体可以分为三类：中点箝位型、级联型、飞跨电容型，其中应用最广泛的为中点箝位型逆变器。以三电平逆变器为例，三电平中点箝位型逆变器可分为二极管箝位型(NPC)逆变器和T型逆变器。理想情况下，这两种拓扑中直流母线电压被上下直流母线电容均分；但实际应用中，由于各种原因使得上下直流母线电容分压不均衡，即中点电压不平衡，其表现形式可分为：(1)中点电压直流偏置；(2)中点电压波动。中点电压不平衡现象会导致输出波形质量差、功率开关管不安全运行、严重时影响系统正常工作。所以中点电压平衡控制问题一直是三电平逆变器的研究重点。

针对该问题，国内外学者提出诸多解决中点电压平衡问题的方法，常用的方法主要分为改变硬件拓扑的方法和调节控制算法的软件实施方法。改变硬件拓扑的方法有：(1)多个直流源法；用直流源代替直流母线分压电容；(2)附加硬件电路法。硬件方法的优点是控制效果不受逆变器的工况和负载变化的影响，但是都会增加硬件成本。因此，目前研究最多中点电压平衡控制方法是基于控制算法的软件实施方法，例如：(1)基于空间矢量调制进行中点电压平衡的研究；(2)基于载波调制进行中点电压平衡的研究。第一种方法的实现主要是通过重新分配冗余正负小矢量的作用时间实现中点电压平衡。第二种方法的实现主要是通过在调制波中加入零序分量实现中点电压平衡。例如：文献1(龚博,程善美,秦忆.基于载波的三电平中点电压平衡控制策略[J].电工技术学报,2013,28(6):172-177.)和专利1(程善美,龚博,宁博文,刘江.一种基于载波幅移的NPC型三电平逆变器中点电压控制方法:中国,CN201210140269.0.2012-09-19.)提出了一种基于载波变幅的SPWM控制方案，通过采样中点电压实时改变载波幅值实现消除中点电压直流偏置，但该方法控制的对象为中点电压不平衡分量在一个工频周期的平均值，因此对于中点电压的波动无控制效果。

发明内容

本发明的目的在于提供一种控制方法简单、易于数字实现的参数在线整定的中点电压控制系统及方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种参数在线整定的中点电压控制系统，包括三电平逆变器和数字处理控制模块，其中：

所述数字处理控制模块包括采样单元、数字锁相环单元、输出闭环控制单元、PI参数在线整定单元、中点电压PI控制单元和SVPWM矢量控制单元；

所述采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号；

所述SVPWM矢量控制单元的输出端经驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂各个开关管；

在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号，经输出闭环控制单元处理得到三相参考相电压信号；

采样单元采集到的逆变器输出的相电压、逆变器输出的相电流信号经数字锁相环单元得到相电压、相电流的相角差即功率因数角

数字锁相环单元得到的功率因数角采样单元得到的三相电流信号经PI参数在线整定单元处理得到PI参数；

PI参数在线整定单元得到的PI参数、采样单元得到的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、输出闭环控制单元处理得到三相参考相电压信号V_a、V_b、V_c经中点电压PI控制单元得到新的三相参考相电压信号V_a'、V_b'、V_c'，该三相参考相电压信号经SVPWM矢量控制单元处理得到脉宽调制控制信号；

所述脉宽调制信号经驱动电路控制控制三电平逆变器正常工作，且实现了对中点电压直流偏置和中点电压波动有效抑制，从而控制中点电压平衡。

根据本发明的改进，还提出一种基于前述中点电压控制系统的参数在线整定的中点电压控制方法，该方法在每个工频周期根据当前三相电流幅值、功率因数角在线整定中点电压PI控制器的PI参数，采样单元得到的直流母线电压以及直流母线中点电压信号经过中点电压PI控制器校正后得到三相参考相电压的调节量实时调节三相参考相电压信号，从而达到调节中点电压的目的，包括以下步骤：

步骤1、在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号；

步骤2、输出闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号以及参考基准信号进行比例积分微分调节，输出三相参考相电压信号V_a、V_b、V_c；

步骤3、数字锁相环单元对步骤1中采集到的相电压、相电流信号进行处理得到相电压、相电流的相角差即功率因数角

步骤4、PI参数在线整定单元对步骤1中采集到的三相电流信号和步骤3中得到的功率因数角信号进行处理得到中点电压PI控制单元的PI参数；

步骤5、中点电压PI控制单元对步骤1中采集到的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、步骤2中得到的三相参考相电压信号V_a、V_b、V_c和步骤4中得到的PI参数进行处理，得到动态调节量叠加至三相参考相电压信号上，得到新的三相参考相电压信号V_a'、V_b'、V_c'；

步骤6、SVPWM矢量控制单元将步骤5中得到的新的三相参考相电压信号V_a'、V_b'、V_c'进行矢量运算，获得能够抑制中点电压直流偏置和中点电压波动的脉宽调制控制信号；

步骤7、驱动电路将步骤6中所得脉宽调制控制信号分配给三电平逆变器每相桥臂各个开关管，控制三电平逆变器的工作状态，同时抑制中点电压直流偏置和中点电压波动，从而调节中点电压平衡。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：

(1)该控制方法的动态响应快；在负载突变或功率突变等工作条件改变时，PI参数在线整定单元能够根据当前的系统工作状况实时整定出合适的PI参数，从而有效控制中点电压平衡；

(2)当出现中点电压不平衡时，该控制方法能迅速消除中点电压直流偏置分量，有效抑制中点电压波动；

(3)该控制方法减少了输出电压、电流谐波，提高了输出波形质量，且控制方法简单、实时性好，便于数字化实现。

附图说明

图1是本发明参数在线整定的中点电压控制系统的结构图。

图2a-2b分别是NPC型和T型三电平逆变器拓扑结构图。

图3是SVPWM空间矢量分布图。

图4是SVPWM调制方法的A相等效调制波。

图5是标幺化处理之后，控制前后的直流母线电容电压之差变化图。

图6是中点电压PI控制的简化框图。

图7是本发明提出的参数在线整定的中点电压控制方法的流程图。

图8是实施例中本发明的控制方法下直流侧母线电容电压V_c1、V_c2波形图，其中(a)为阻性负载情况，(b)为阻感性负载情况。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

本发明参数在线整定的中点电压控制系统及方法，实时采集直流母线电压以及直流母线中点电压信号经PI控制器得到三相参考相电压V_a、V_b、V_c的调节量；叠加调节量后的新的三相参考相电压V_a'、V_b'、V_c'经过SVPWM矢量控制运算，获得能够抑制中点电压直流偏置和中点电压波动的的脉宽调制控制信号，从而实现中点电压的平衡控制。

结合图1，本发明参数在线整定的中点电压控制系统，包括三电平逆变器和数字处理控制模块，数字处理控制模块包括采样单元、数字锁相环单元、输出闭环控制单元、PI参数在线整定单元、中点电压PI控制单元和SVPWM矢量控制单元；所述采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号，SVPWM矢量控制单元的输出端经驱动电路接入三电平逆变器每相桥臂各个开关管。

在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号，经输出闭环控制单元处理得到三相参考相电压信号；采样单元采集到的逆变器输出的相电压、逆变器输出的相电流信号经数字锁相环单元得到相电压、相电流的相角差即功率因数角数字锁相环单元得到的功率因数角采样单元得到的三相电流信号经PI参数在线整定单元处理得到PI参数；PI参数在线整定单元得到的PI参数、采样单元得到的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、输出闭环控制单元处理得到三相参考相电压信号V_a、V_b、V_c经中点电压PI控制单元得到新的三相参考相电压信号V_a'、V_b'、V_c'，该三相参考相电压信号经SVPWM矢量控制单元处理得到脉宽调制控制信号。所述脉宽调制信号经驱动电路控制控制三电平逆变器正常工作，且实现了对中点电压直流偏置和中点电压波动有效抑制，从而控制中点电压平衡。

优选的，所述数字处理控制模块为STM32F407芯片。

结合图1、图7所示，本公开还提出一种参数在线整定的中点电压控制方法，该方法在每个工频周期根据当前三相电流幅值、功率因数角在线整定中点电压PI控制器的PI参数，采样单元得到的直流母线电压以及直流母线中点电压信号经过中点电压PI控制器校正后得到三相参考相电压的调节量实时调节三相参考相电压信号，从而达到调节中点电压的目的，包括以下步骤：

步骤1、在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集三电平逆变器的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号；

步骤2、输出闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号以及参考基准信号进行比例积分微分调节，输出三相参考相电压信号V_a、V_b、V_c；

步骤3、数字锁相环单元对步骤1中采集到的相电压、相电流信号进行处理得到相电压、相电流的相角差即功率因数角

步骤4、PI参数在线整定单元对步骤1中采集到的三相电流信号和步骤3中得到的功率因数角信号进行处理得到中点电压PI控制单元的PI参数，具体步骤为：

(4.1)根据步骤1中逆变器输出的三相电流确定电流幅值I_m；

(4.2)根据电流幅值I_m和步骤3所得的功率因数角确定当前开关周期的PI参数：比例系数k_p(N)、积分时间常数T_(N)，具体如下：

式中：m为调制比；C为直流侧电容容值；ω_c为截止频率，ω_c一般选择在0.1倍的开关频率f_s处。确定截止频率后根据上式就能确定比例系数k_p的值。PI控制器的积分时间常数T为转折频率ω_s的倒数，为了保证在截止频率ω_c处有足够的相位裕度，转折频率ω_s相比截止频率ω_c可能取得的最小值要小。

转折频率ω_s、截止频率ω_c可根据实际需求合理选取。

(4.3)比较当前开关周期的PI参数k_p(N)、T_(N)与上一开关周期的PI参数k_p(N-1)、T_(N-1)是否相等，若不相等，执行第(4.4)步；若相等，则执行第(4.5)步；

(4.4)给PI参数k_p、T赋新的值k_p(N)、T_(N)。

(4.5)PI参数k_p、T不变。

步骤5、中点电压PI控制单元对步骤1中采集到的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、步骤2中得到的三相参考相电压信号V_a、V_b、V_c和步骤4中得到的PI参数进行处理，得到动态调节量叠加至三相参考相电压信号上，得到新的三相参考相电压信号V_a'、V_b'、V_c'；调节量△V的确定过程如下：

$>\mathrm{\Delta V}=k_p\Delta V_c+\frac{k_p}{T}{\int }_0^t\Delta V_c\mathrm{dt}$>

式中，△V_c为直流侧两个母线电容电压之差。

步骤6、SVPWM矢量控制单元将步骤5中得到的新的三相参考相电压信号V_a'、V_b'、V_c'进行矢量运算，获得能够抑制中点电压直流偏置和中点电压波动的脉宽调制控制信号；

步骤7、驱动电路将步骤6中所得脉宽调制控制信号分配给三电平逆变器每相桥臂各个开关管，控制三电平逆变器的工作状态，同时抑制中点电压直流偏置和中点电压波动，从而调节中点电压平衡。

下面以T型和NPC型三电平逆变器为例，详细阐述本发明实施过程。

(1)传统SVPWM调制方法下中点电压不平衡原理分析

图2a-2b分别是为T型和NPC型三电平逆变器拓扑，每相桥臂有四个开关管S_x1、S_x2、S_x3、S_x4(x＝a,b,c)。以字母“P”、“0”、“N”分别代表逆变器每相桥臂开关管S_x1、S_x2、S_x3、S_x4三种工作状态以及三种桥臂输出电压。理想情况下，桥臂输出电压与开关状态的详细对应关系见表1。

表1三电平逆变器桥臂输出电平和开关状态参考表

表中“√”表示开关管开通，“×”表示开关管关断，V_dc表示直流母线电压。每相有三种工作状态，那么三相则有27(3³)种工作状态。以一种工作状态对应SVPWM空间矢量分布图中的一个矢量，则27种工作状态对应27个矢量。SVPWM空间矢量分布图如图3所示。观察图3可知这27个矢量中按照模长可以分为四类：6个模长为2V_dc/3的大矢量；6个模长为的中矢量；12个模长为V_dc/3的小矢量；3个模长为零的零矢量。这27个矢量中只有中矢量和小矢量作用时直流母线中点与负载相连，此时中点电流为连接至中点的某相负载电流，中点电流的瞬时表达式为：

i_o＝(1-|S_a|)i_a+(1-|S_b|)i_b+(1-|S_c|)i_c    (1)

式中S_x(x＝a,b,c)为关于逆变器三种工作状态的函数：

$>S_x=\left(\begin{array}{c}1\\ 0\\ -1\end{array}\right)---\left(2\right)$>

1代表“P”状态，0代表“0”状态，-1代表“N”状态。通常将中点电流在开关周期内的平均值作为其瞬时值：

i_o＝D_aoi_a+D_boi_b+D_coi_c    (3)

其中D_ao、D_bo、D_co为一个开关周期T_s时间内三相负载连接至中点的占空比。

由图2a、2b所示，以中点电流流出的方向为正方向，直流侧两个母线电容电压之差△V_c与中点电流的关系为：

$>\Delta V_c=V_{c1}-V_{c2}=\frac{T_s}{C}{i}_o---\left(4\right)$>

式中C为直流母线电容C₁、C₂的容值，T_s为开关周期，V_c1为直流母线的正极与中点之间的电容瞬时电压、V_c2为直流母线的中点与负极之间的电容瞬时电压。因此，当中点电压平衡时，△V_c＝0。将式(3)带入式(4)中可得△V_c的表达式为：

$>\Delta V_c=\frac{T_s}{C}(D_{\mathrm{ao}}{i}_a+D_{\mathrm{bo}}{i}_b+D_{\mathrm{co}}{i}_c)---\left(5\right)$>

其中i_a、i_b、i_c为逆变器三相输出负载电流，可表示为：

式(6)中I_m为负载电流的幅值，为负载功率因数角，ω为工频角频率。采用SVPWM调制方法时，为了能够从调制波角度分析D_ao、D_bo、D_co具体的表达式，将SVPWM调制等效为在标准正弦调制波中加入特定零序分量的载波调制方式，则以A相为例，SVPWM的等效调制波表达式为：

$>V_a=\left(\begin{array}{cc}\sqrt{3}m\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)& 0\le \mathrm{\omega t}<\frac{\pi }{6},\frac{5\pi }{6}\le \mathrm{\omega t}<\frac{7\pi }{6},\frac{11\pi }{6}\le \mathrm{\omega t}\le 2\pi \\ m\sin (\mathrm{\omega t}+\frac{\pi }{6})& \frac{\pi }{6}\le \mathrm{\omega t}<\frac{\pi }{2},\frac{7\pi }{6}\le \mathrm{\omega t}<\frac{3\pi }{2}\\ m\sin (\mathrm{\omega t}-\frac{\pi }{6})& \frac{\pi }{2}\le \mathrm{\omega t}<\frac{5\pi }{6},\frac{3\pi }{2}\le \mathrm{\omega t}\le \frac{11\pi }{6}\end{array}\right)---\left(7\right)$>

式(7)中m为调制比。V_a图形如图4所示，为标准的马鞍波。不难写出为一个开关周期T_s时间内A相负载连接至中点的占空比D_ao的表达式如式(8)所示，其余两相的表达式与A相只在相位上相差2π/3。

$>D_{\mathrm{ao}}=\left(\begin{array}{cc}1-\sqrt{3}m\sin \left(\mathrm{\omega t}\right)& 0\le \mathrm{\omega t}<\frac{\pi }{6},\frac{5\pi }{6}\le \mathrm{\omega t}<\frac{7\pi }{6},\frac{11\pi }{6}\le \mathrm{\omega t}\le 2\pi \\ 1-m\sin (\mathrm{\omega t}+\frac{\pi }{6})& \frac{\pi }{6}\le \mathrm{\omega t}<\frac{\pi }{2},\frac{7\pi }{6}\le \mathrm{\omega t}<\frac{3\pi }{2}\\ 1-m\sin (\mathrm{\omega t}-\frac{\pi }{6})& \frac{\pi }{2}\le \mathrm{\omega t}<\frac{5\pi }{6},\frac{3\pi }{2}\le \mathrm{\omega t}\le \frac{11\pi }{6}\end{array}\right)---\left(8\right)$>

取m＝0.8、将T_s、C、I_m标幺化处理，将D_ao、D_bo、D_co的表达式代入式(5)中作出直流侧两个母线电容电压之差△V_c随ωt变化的趋势图，如图5所示，△V_c以3倍工频频率波动。

(2)本发明控制方法下中点电压控制原理分析

电容电压的差值与参考值之差经过PI控制器后作为调节量叠加至三限参考相电压信号上获得具有中点电压控制能力的PWM波，中点电压PI控制的简化框图如图6所示。

图中G(s)为PI控制器的传递函数，表达式为：

$>G\left(s\right)=k_p\left(\frac{1+\mathrm{sT}}{\mathrm{sT}}\right)---\left(9\right)$>

图中Gc(s)为系统传递函数，由基尔霍夫电流定律以及直流母线电容电压之差△V_c与中点电流i_o的关系可知，图6中传递函数G_C(s)的表达式为：

$>\left(\begin{array}{c}C\frac{\mathrm{d\Delta }{V}_c}{\mathrm{dt}}=-\frac{i_o}{2}\\ G_C\left(s\right)=-\frac{I_o}{2}\end{array}\right)---\left(10\right)$>

其中I_o为一个工频周期中点电流的平均值：

$>I_o=-\frac{1}{2\pi }{\int }_0^{2\pi }(V_a{i}_a+V_b{i}_b+V_c{i}_c)\mathrm{d\omega t}---\left(11\right)$>

将式(6)、式(7)代入式(11)可知，I_o的表达式为：

代入式(10)得传递函数G_C(s)的表达式为：

经过PI控制器校正之后的系统开环传递函数为：

G_open(s)的截止频率ω_c是由部分决定的，截止频率ω_c的表达式为：

截止频率ω_c一般选择在0.1倍的开关频率f_s处，若令取m＝0.8、将T_s、C、I_m标幺化处理，由式(15)不难求得PI控制器的比例参数k_p＝0.91。PI控制器的积分时间常数T为转折频率ω_s的倒数，为了保证在截止频率ω_c处有足够的相位裕度，转折频率ω_s一定要比截止频率ω_c可能取得的最小值要小，所以本文中转折频率ω_s＝2π·50rad/s，所以积分时间常数T＝0.02s。PI参数在线整定单元每个工频周期判断系统工作状态是否改变，若改变则更新PI控制器的参数，这样能够保证在系统不同工作状态下，中点电压控制效果最优。

直流侧两个母线电容电压之差△V_c经PI控制器后得到调节量△V得到：

$>\mathrm{\Delta V}=k_p\Delta V_c+\frac{k_p}{T}{\int }_0^t\Delta V_c\mathrm{dt}---\left(16\right)$>

调节量△V叠加至式(7)中三相参考相电压V_a、V_b、V_c上得到新的三相参考相电压V_a'、V_b'、V_c'：

$>\left(\begin{array}{c}{V}_a^{\prime }=V_a+\mathrm{\Delta V}\\ V_b^{\prime }=V_b+\mathrm{\Delta V}\\ V_c^{\prime }=V_c+\mathrm{\Delta V}\end{array}\right)---\left(17\right)$>

校正之后的三相“0”状态占空比为：

$>\left(\begin{array}{c}{D}_{\mathrm{ao}}^{\prime }=\left(\begin{array}{cc}1-V_a-\mathrm{\Delta V}& V_a+\mathrm{\Delta V}\ge 0\\ 1+V_a+\mathrm{\Delta V}& V_a+\mathrm{\Delta V}<0\end{array}\right)\\ D_{\mathrm{bo}}^{\prime }=\left(\begin{array}{cc}1-V_b-\mathrm{\Delta V}& V_b+\mathrm{\Delta V}\ge 0\\ 1+V_b+\mathrm{\Delta V}& V_b+\mathrm{\Delta V}<0\end{array}\right)\\ D_{\mathrm{co}}^{\prime }=\left(\begin{array}{cc}1-V_c-\mathrm{\Delta V}& V_c+\mathrm{\Delta V}\ge 0\\ 1+V_c+\mathrm{\Delta V}& V_c+\mathrm{\Delta V}<0\end{array}\right)\end{array}\right)---\left(18\right)$>

将PI校正之后的三相“0”状态占空比D'_ao、D′_bo、D'_co代入式(5)得到校正之后的一个开关周期T_S时间内直流母线电容电压之差△V’_c：

$>\Delta V_c^{\prime }=\frac{T_s}{2C}(D_{\mathrm{ao}}^{\prime }{i}_a+D_{\mathrm{bo}}^{\prime }{i}_b+D_{\mathrm{co}}^{\prime }{i}_c)---\left(19\right)$>

取m＝0.8、将T_s、C、I_m标幺化处理，比例系数k_p＝0.91，校正之后的△V’_c随ωt变化的趋势图，如图5所示。由图可知，PI校正之后，△V’_c的幅值接近为零，所以中点电压的波动幅值几乎为零。

需注意的是调节过程中，式(17)中新的三相参考相电压V_a'、V_b'、V_c'需满足以下约束条件

|V_x'|≤1(x＝a,b,c)    (20)

本发明提出的参数在线整定的中点电压控制方法的流程图如图7所示。具体实施过程如下：

(1)采样三电平逆变器的直流母线电压以及直流母线中点电压信号、三电平逆变器输出的三相电压信号、三电平逆变器输出的三相电流信号，进入(2)；

(2)输出闭环控制单元根据(1)中采集到的信号以及参考基准信号进行比例积分微分调节，输出三相参考相电压信号V_a、V_b、V_c，进入(3)；

(3)中点电压PI控制单元对直流母线电容电压差△V_c进行PI运算得到三相参考相电压信号V_a、V_b、V_c的调节量△V：

$>\mathrm{\Delta V}=k_p\Delta V_c+\frac{k_p}{T}{\int }_0^t\Delta V_c\mathrm{dt}$>

V_a、V_b、V_c叠加调节量△V得到新的三相参考相电压信号V_a'、V_b'、V_c'，进入(4)；

(4)SVPWM矢量控制单元根据(3)得到的新的三相参考相电压信号V_a'、V_b'、V_c'确定七段式矢量对称输出形式的矢量序列和当前开关周期内三电平逆变器每相桥臂开关管的控制信号，经驱动电路分配给三电平逆变器每相桥臂各开关管，控制三电平逆变器的工作状态和中点电压平衡。

第(3)步中的PI参数k_p、T是在PI参数在线整定单元实现的，具体实施过程如下：

(3.1)采样三电平逆变器输出的A相电压和三相电流信号确定电流幅值I_m，和功率因数角进入(3.2)；

(3.2)确定当前开关周期的PI参数：比例系数k_p(N)、积分时间常数T_(N)，具体如下：

式中：m为调制比；C为直流侧电容容值；ω_c为截止频率，ω_c一般选择在0.1倍的开关频率f_s处。确定截止频率后根据上式就能确定比例系数k_p的值。PI控制器的积分时间常数T为转折频率ω_s的倒数，为了保证在截止频率ω_c处有足够的相位裕度，转折频率ω_s一定要比截止频率ω_c可能取得的最小值要小，根据实际需求合理选取；

(3.3)判断当前开关周期的PI参数k_p(N)、T_(N)与上一开关周期的PI参数k_p(N-1)、T_(N-1)是否相等，若不相等，执行第(3.4)步；若相等，则执行第(3.5)步；

(3.4)给PI参数k_p、T赋新的值k_p(N)、T_(N)；

(3.5)PI参数k_p、T不变。

综上，传统SVPWM调制方法下中点电压存在3倍工频频率的波动，而本发明提出的一种参数在线整定的中点电压控制系统及方法能够在不同工况下选取合适的PI控制器的参数对中点电压直流偏置和中点电压波动进行控制，实现中点电压平衡。

为验证本发明提出的一种参数在线整定的中点电压控制方法的可行性和有效性，利用MATLAB中的Simulink工具搭建了三电平逆变电路。仿真过程中的电气参数设置如下表：

图8a-8b给出了在上述电气参数设置下的直流母线电容C₁、C₂的电压V_c1、V_c2仿真波形。为验证当出现严重不平衡时，即上下电容电压相差很大时本发明所提的方法的控制效果。上母线电容C₁并联2150Ω的电阻，使上下电容等效阻抗不一致中点电压存在直流偏置和波动。由图8可知在0.3s之前采用传统的SVPWM调制方法时，因为电路参数的不一致导致中点电压严重偏离参考值，以三倍工频波动并包含较大的直流偏置。0.3s切换为本发明所提参数在线整定的中点电压控制方法，图8a为阻性负载情况下，经过约5ms的调节时间达到消除中点电压直流偏置，并抑制中点电压波动的稳定状态；图8b为阻感性负载情况下，经过约5ms的调节时间达到消除中点电压直流偏置，并抑制中点电压波动的稳定状态。仿真验证了本发明提出的参数在线整定的中点电压控制方法控制效果显著。

综上所述，本发明参数在线整定的中点电压控制系统及方法，应用于三电平逆变器，该控制方法在每个工频周期根据当前三相电流幅值、功率因数角在线整定PI控制器的参数，若系统工作状态改变，则更新PI控制器的参数，这样能够保证在系统不同工作状态下，中点电压控制效果最优。在每个开关周期采集到的直流母线电容电压的差与参考值之间的误差信号经PI控制器后得到用于叠加至三相参考电压的调节量，实时控制中点电压平衡。该控制方法动态响应快，在不同负载情况下能有效抑制三电平逆变器直流母线中点电压直流偏置和波动，克服了输出电感电流纹波大的缺点；该控制方法具有输出波形谐波含量低、实时性好、控制方法简单、便于数字化实现优点。