数字化的高频谐振软开关电路电流跟踪同步方法及装置

摘要

本发明公开一种数字化的高频谐振软开关电路电流跟踪同步方法及装置，其基于数字信号处理器设计控制算法，使用电流预测控制，可以用数字的方法对高频谐振软开关电路的输出电压、电流等参数进行跟踪控制。控制算法通过软件编程实现，需要对算法进行改动时，只要修改程序代码，不需对硬件电路进行改动，因此灵活性很高，算法程序一旦固定在微处理器中，则算法结构及性能不会发生变化，而且在微处理器中可以方便地实现各种数字滤波算法，使得系统可靠性大大提高。

说明书

技术领域

本发明涉及变换器技术领域，具体涉及一种数字化的高频谐振软开关电 路电流跟踪同步方法及装置。

背景技术

上世纪50年代，脉宽调制(PWM)硬开关技术的出现，揭开了电力开关 技术发展的序幕。PWM开关技术虽然电路简单，控制方便，但是开关管的通 断控制与开关管上流过的电流和两端所加的电压无关，功率开关管的开通或 关断是器件上的电压或电流不等于零的状态下强迫进行的，电路开关损耗很 大。上世纪80年代末期，脉宽调制软开关技术的出现，推动高频谐振软开关 变换技术的研究与应用水平又上了一个新的台阶。

近年来，高频谐振软开关技术的应用越来越广泛，它不仅可以解决硬开 关变换器中的硬开关损耗问题、容性开通问题、感性关断问题及二极管反向 恢复问题,而且还能解决由硬开关引起的电磁污染(EMI)等问题。高频谐振 技术是当前和未来功率变换和分配技术的主要发展方向。高频化的功率变换 装置有助于减小滤波器的尺寸，提高功率密度，降低或完全消去音频噪音， 减小整个功率变换系统的体积和重量，提高设备的集成化程度。随着新能源 技术和新型电机驱动技术的发展，为了获得更高的性能指标、更高的效率、 更高的功率密度，减小电能变换装置引起的电磁污染(EMI)和环境污染(噪 声等)，高频谐振软开关技术将被更广泛地应用。

高频谐振软开关电路在新能源发电系统、电机控制系统以及传统的电源 适配器中使用时，通常需要进行电流跟踪，以便提高系统的功率因数和转换 效率。而现有的电流跟踪方法通常基于PID、滞环比较、神经网络方法等， 这些方法目前虽然已经得到广泛应用，但是存在精度较低和控制速度较慢的 问题，这些缺点在大规模的变换器并联系统中，特别是发电逆变器系统中将 会对系统的精度、稳定性和响应速度带来很大的影响。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是现有高频谐振软开关的电流控制方法存在 精度较低和控制速度较慢的问题，提供一种数字化的高频谐振软开关电路电 流跟踪同步方法及装置。

为解决上述问题，本发明是通过以下技术方案实现的：

数字化的高频谐振软开关电路电流跟踪同步方法，包括如下步骤：

步骤1，根据高频谐振软开关电路的参数预先获知高频谐振软开关电路 的周期T_S，同时设定延迟时间T_d，且T_d<T_S；

步骤2，根据实际电路系统中线路的等效电阻和等效电感值几乎为零， 因此可以建立高频谐振软开关电路的离散化数学模型如下：

$i_o=(k+1)=i_o\left(k\right)+\frac{T_S}{L}·[u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)-\overline{u_g}\left(k\right)]$

上式中，$i_o(k+1)=i_o\left(k\right)+\frac{T_S}{L}·\{u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)-[\frac{u_g\left(k\right)+u_g(k+1)}{2}\left]\right\}$

式中，i_o(k+1)、i_o(k)分别表示第(k+1)、k采样点的高频谐振软开关电路 输出电流，u_g(k+1)、u_g(k)分别表示第(k+1)、k采样点 的公共电网电压，u_inv(t)表示高频谐振软开关电路的输出电压为，L表示输出 电感，T_S高频谐振软开关电路的周期；

步骤3，除了在每个开关周期的kT_S时刻进行采样，还在kT_S时刻前的T_d处 设置一个采样点(kT_S-T_d)，在这些采样点处均进行电流和电压采样。

步骤4，假设从采样点(kT_S-T_d)到采样点kT_S，输出电流的变化量为△i_od(k)， 电网电压的变化量为△u_gd(k)，由于时间延迟T_d很小，通常远小于开关周期T_S， 电网电压和逆变器输出电流频率(正弦波50/60Hz)远低于功率开关管的开 关频率(≥10kHz)，因此可以认为：在一个开关周期内是线性变化的，相邻 两个开关周期的变化量相等，即：

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\Delta i}}_{\mathrm{od}}\left(k\right)=\Delta i_{\mathrm{od}}(k-1)\\ \Delta u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)=\Delta u_{\mathrm{gd}}(k-1)\\ u_g(k+1)-u_g\left(k\right)=u_g\left(k\right)-u_g(k-1)\end{array}\right)$

相当于在(kT_S-T_d)时刻可以预测得到kT_S时刻的采样值：

$\left(\begin{array}{c}{i}_o\left(k\right)=i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\Delta i_{\mathrm{od}}\left(k\right)=i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\Delta i_{\mathrm{od}}(k-1)\\ u_g\left(k\right)=u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)+\Delta u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)=u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)+\Delta u_{\mathrm{gd}}(k-1)\end{array}\right)$

由上式，可以预测得到i_o(k)和u_g(k)：

i_o(k)＝i_od(k)+△i_od(k-1)＝i_od(k)+[i_o(k-1)-i_od(k-1)]

u_g(k)＝u_gd(k)+△u_gd(k-1)＝u_gd(k)+[u_g(k-1)-u_gd(k-1)]

步骤5，预测u_g(k+1)：如前所述，由于高频谐振软开关电路的功率管开 关频率(≥10kHz)远远高于公共电网交流电频率(50/60Hz)，因此在一个开 关周期内可以认为电网电压是线性变化的，并可以假设电网电压在 [(k-1)T_S,kT_S]时间间隔内的变化量与[kT_S,(k+1)T_S]时间间隔内的变化量相等，则 有u_g(k+1)-u_g(k)＝u_g(k)-u_g(k-1)，那么预测u_g(k+1)如下：

u_g(k+1)＝u_g(k)+[u_g(k+1)-u_g(k)]＝u_g(k)+[u_g(k)-u_g(k-1)]

步骤6，计算

$\left(\begin{array}{c}\overline{u_g}\left(k\right)=\frac{u_g\left(k\right)+u_g(k+1)}{2}\\ \frac{u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)+[u_g(k-1)-u_{\mathrm{gd}}(k-1)]+u_g\left(k\right)+[u_g\left(k\right)-u_g(k-1)]}{2}\\ \frac{u_{\mathrm{gd}}-\left(k\right)-u_{\mathrm{gd}}(k-1)+2u_g\left(k\right)}{2}\end{array}\right)$

步骤7，根据步骤2建立的模型变化得

$u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)=\frac{L}{T_S}[i_{\mathrm{ref}}(k+1)-i_o\left(k\right)]+\overline{u_g}\left(k\right)$

代入骤6的结果，得

$u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)=\frac{L}{T_S}[i_{\mathrm{ref}}(k+1)-i_o\left(k\right)]+\frac{u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)-u_{\mathrm{gd}}(k-1)+{2u}_g\left(k\right)}{2}$

u_inv(k)表示kT_S时刻，高频谐振软开关电路需要输出的电压值。i_ref(k+1)是 本次控制所达到的目标电流值。

步骤8，在(kT_S-T_d)时刻进行采样后可以预测得到kT_S时刻的采样值，并 计算出u_inv(k)，接着转换成PWM控制信号，然后在kT_S进行PWM控制信号输出 到高频谐振软开关电路，到(k+1)T_S处控制结束，占用的时间约一个开关周期。

基于上述方法所设计的数字化的高频谐振软开关电路电流跟踪同步装 置，包括电流跟踪同步装置本体，该电流跟踪同步装置由核心控制模块、隔 离驱动模块、辅助电源和采样保持电路组成；其中核心控制模块包括模数转 换电路、电流跟踪同步控制模块和PWM信号发生器；辅助电源的输入端与电 网相连；辅助电源的输出端连接核心控制模块、隔离驱动模块和采样保持电 路；采样保持电路的输入端连接在高频谐振软开关电路的输出端与负载之间， 采样保持电路的输出端经模数转换电路连接电流跟踪同步控制模块的输入 端，电流跟踪同步控制模块的输出端经PWM信号发生器连接隔离驱动模块的 输入端，隔离驱动模块的输出端与高频谐振软开关电路的控制端相连。

上述方案中，所述采样保持电路为电流和电压采样保持电流。

与现有技术相比，本发明的高频谐振软开关的电流跟踪预测控制方法是 基于数字信号处理器设计控制算法，使用电流预测控制，可以用数字的方法 对高频谐振软开关电路的输出电压、电流等参数进行跟踪控制。控制算法通 过软件编程实现，需要对算法进行改动时，只要修改程序代码，不需对硬件 电路进行改动，因此灵活性很高，算法程序一旦固定在微处理器中，则算法 结构及性能不会发生变化，而且在微处理器中可以方便地实现各种数字滤波 算法，使得系统可靠性大大提高。

附图说明

图1是数字化的高频谐振软开关电路电流跟踪同步装置的结构图。

图2是数字化的高频谐振软开关电路电流跟踪同步方法的采样及控制示 意图。

图3是数字化的高频谐振软开关电路电流跟踪同步方法的程序流程图。

具体实施方式

一种数字化的高频谐振软开关电路电流跟踪同步装置，如图1所述，包 括电流跟踪同步装置本体，该电流跟踪同步装置由核心控制模块、隔离驱动 模块、辅助电源和采样保持电路组成。其中核心控制模块包括模数转换电路、 电流跟踪同步控制模块和PWM信号发生器。采样保持电路为电流和电压采样 保持电流。辅助电源的输入端与电网相连。辅助电源的输出端连接核心控制 模块、隔离驱动模块和采样保持电路。采样保持电路的输入端连接在高频谐 振软开关电路的输出端与负载之间，采样保持电路的输出端经模数转换电路 连接电流跟踪同步控制模块的输入端，电流跟踪同步控制模块的输出端经PWM 信号发生器连接隔离驱动模块的输入端，隔离驱动模块的输出端与高频谐振 软开关电路的控制端相连。

辅助电源从电网获得电能，高频谐振软开关电路、隔离驱动模块、采样 保持电路、核心控制模块分别与辅助电源相连，并从辅助电源中获得电能。 采样保持电路采样输出电流、电压经过核心控制模块中的A/D模块送入电流 跟踪同步控制模块，电流跟踪同步控制模块预测电流后去控制PWM信号发生 器产生信号驱动隔离驱动模块，隔离驱动对信号进行隔离和放大后去控制高 频谐振软开关，以实现高频谐振软开关电路与负载间的通断控制。

上述装置所实现的高频谐振软开关电路电流跟踪同步方法，主要用于将 一种能源注入公共电网中，如风力、光伏、刹车回馈能量、电梯回馈能量等。 其原理是通过对输出电流和电压进行前向预测，使得控制算法能在一个开关 周期内进行电流跟踪，而传统方法通常至少需要三个开关周期才能完成一次 跟踪控制。本发明的高频谐振软开关电路电流跟踪同步方法，具体方案如下：

首先建立高频谐振软开关电路的一般数学模型，假定高频谐振软开关电 路的输出电压为u_inv(t)，输出电流i_o(t)，公共电网电压为u_g(t)，L为输出电感， R_L为线路等效电阻。可建立其微分方程如下

$L\frac{{\mathrm{di}}_o\left(t\right)}{\mathrm{dt}}+R_L·i_o\left(t\right)+u_g\left(t\right)-u_{\mathrm{inv}}\left(t\right)=0---\left(1\right)$

解(1)式微分方程，得

$i_o\left(t\right)=i_o\left(t_0\right)·e^{\frac{-R_T}{L}(t-t_0)}+\frac{1}{L}\underset{t_0}{\overset{t}{\int }}{e}^{-\frac{R_L}{L}(t-\tau )}·[u_{\mathrm{inv}}\left(\tau \right)-u_g\left(\tau \right)]\mathrm{d\tau }---\left(2\right)$

对(2)式进行离散化，可假设采样周期为T_S，令t＝(k+1)T_S，t₀＝kT_S， i_o(k)＝i_o(kT_S)，得

$i_o(k+1)=i_o\left(k\right)·e^{\frac{-R_L}{L}{T}_S}+\frac{1}{L}\underset{k{T}_S}{\overset{(k+1)T_S}{\int }}{e}^{-\frac{R_L}{L}[(k+1)T_S-\tau ]}·[u_{\mathrm{inv}}\left(\tau \right)-u_g\left(\tau \right)]\mathrm{d\tau }---\left(3\right)$

在一个开关周期T_S内，u_inv(t)的值由直流侧电压和PWM脉冲宽度决定，由 于直流电压是恒定值，而在一个开关周期内PWM脉冲宽度已经确定，因此可 认为u_inv(t)在一个开关周期T_S内是恒定值，有

$\underset{k{T}_S}{\overset{(k+1)T_S}{\int }}{u}_{\mathrm{inv}}\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }=u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)·T_S---\left(4\right)$

由于高频谐振软开关电路功率开关管的开关频率(≥10kHz)远高于公共 电网的频率(50/60Hz)，因此在一个开关周期T_S内可以认为电网电压是线性变 化的，即在[kT_S,(k+1)T_S]时间内公共电网电压的平均值为

$\overline{u_g}\left(k\right)=\frac{u_g\left(k\right)+u_g(k+1)}{2}---\left(5\right)$

所以有

$\underset{k{T}_S}{\overset{(k+1)T_S}{\int }}{u}_g\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }=\overline{u_g}\left(k\right)·T_S=\frac{u_g\left(k\right)+u_g(k+1)}{2}{T}_S---\left(6\right)$

由于R_L<<L，即将式(4)、(6)代入式(3)得

$i_o(k+1)=i_o\left(k\right)·e^{\frac{-R_L}{L}{T}_S}+\frac{T_S}{L}·[u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)-\overline{u_g}\left(k\right)]---\left(7\right)$

实际系统中线路及电感等效电阻R_L通常被设计成很小，其值接近0，因 此(7)式可表示为

$i_o(k+1)=i_o\left(k\right)+\frac{T_S}{L}·[u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)-\overline{u_g}\left(k\right)]---\left(8\right)$

为了便于设计，理想的模型通常假定采样、计算及控制信号转换是在一 个时间点kT完成。然而实际系统中，采样、计算及控制信号转换需要一定的 时间T_d，为了研究真实系统的性质，这里讨论考虑时间T_d的情况。一般地， T_d<T_S。理想情况下在kT_S时刻的采样变成实际系统中在(kT_S-T_d)处的采样，令 i_od(t)＝i_o(t-T_d)，u_gd(t)＝u_g(t-T_d)，式(2)变为

$i_{\mathrm{od}}\left(t\right)=i_o\left(t_0\right)·e^{\frac{-R_L}{L}(t-T_d-t_0)}+\frac{1}{L}\underset{t_0}{\overset{t-T_d}{\int }}{e}^{-\frac{R_L}{L}(t-T_d-\tau )}·[u_{\mathrm{inv}}\left(\tau \right)-u_g\left(\tau \right)]\mathrm{d\tau }---\left(9\right)$

令t＝(k+1)T_S，t₀＝kT_S-T_d，i_od(k)＝i_od(kT_S)，得(9)的离散形式

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{od}}(k+1)\\ =i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\frac{1}{L}\underset{k{T}_S-T_d}{\overset{(k+1)T_S-T_d}{\int }}[u_{\mathrm{inv}}\left(\tau \right)-u_g\left(\tau \right)]\mathrm{d\tau }\\ =i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\frac{1}{L}\underset{k{T}_S-T_d}{\overset{(k+1)T_S-T_d}{\int }}{u}_{\mathrm{inv}}\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }-\frac{1}{L}\underset{k{T}_S-T_d}{\overset{(k+1)T_S-T_d}{\int }}{u}_g\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }\\ =i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\frac{1}{L}\underset{k{T}_S-T_d}{\overset{(k+1)T_S-T_d}{\int }}{u}_{\mathrm{inv}}\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }-\frac{1}{L}\underset{k{T}_S-T_d}{\overset{(k+1)T_S-T_d}{\int }}{u}_g\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }\\ =i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\frac{1}{L}\underset{k{T}_S-T_d}{\overset{k{T}_S}{\int }}{u}_{\mathrm{inv}}\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }+\frac{1}{L}\underset{k{T}_S}{\overset{(k+1)T_S-T_d}{\int }}{u}_{\mathrm{inv}}\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }-\frac{1}{L}\underset{k{T}_S}{\overset{(k+1)T_S}{\int }}{u}_{\mathrm{gd}}\left(\tau \right)\mathrm{d\tau }\\ =i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\frac{1}{L}[T_d·u_{\mathrm{inv}}(k-1)+(T_S-T_d)·u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)]-\frac{1}{L}·T_S·\overline{u_{\mathrm{gd}}}\left(k\right)\\ =i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\frac{T_S}{L}[\frac{T_d}{T_S}·u_{\mathrm{inv}}(k-1)+(1-\frac{T_d}{T_S})·u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)-\overline{u_{\mathrm{gd}}}\left(k\right)]\end{array}\right)---\left(10\right)$

令则式(10)表示为

$i_{\mathrm{od}}(k+1)=i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\frac{T_S}{L}[\mu ·u_{\mathrm{inv}}(k-1)+(1-\mu )·u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)-\overline{u_{\mathrm{gd}}}\left(k\right)]---\left(1\right)$

式中，0<m<1。

由前述高频谐振软开关电路的数学模型可知，u_inv作为控制变量，i_o作为 系统输出。假定开关频率为固定值，则T_S为常量。由(8)得

$u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)=\frac{L}{T_S}[i_o(k+1)-i_o\left(k\right)]+\overline{u_g}\left(k\right)---\left(12\right)$

为了使(k+1)T_S时刻的输出电流i_o(k+1)等于参考电流i_ref(k+1)，算法需要在 (k+1)T_S时刻之前进行控制，即[kT_S,(k+1)T_S]时间间隔内高频谐振软开关电路的 输出电压u_inv(k)需要在kT_S时刻计算出来，并在[kT_S,(k+1)T_S]时间内输出u_inv(k)。 由于采样后的计算、控制信号转换等操作需要一定的时间T_d，因此该操作在 [(k-1)T_S,kT_S]时间内进行。这意味着此时的i_o(k)、u_g(k)、u_g(k+1)、均为未 知数，这些信号需要控制器进行预测，以便计算出控制变量u_inv(k)，并在kT_S时 刻进行控制。

如前所述，由于高频谐振软开关电路的功率管开关频率(≥10kHz)远远 高于公共电网交流电频率(50/60Hz)，因此在一个开关周期内可以认为电网 电压是线性变化的，并可以假设电网电压在[(k-1)T_S,kT_S]时间间隔内的变化量 与[kT_S,(k+1)T_S]时间间隔内的变化量相等，可以建立以下差分方程：

u_g(k)-u_g(k-1)＝u_g(k-1)-u_g(k-2)  (13)

u_g(k+1)-u_g(k)＝u_g(k)-u_g(k-1)  (14)

u_g(k)＝u_g(k-1)+[u_g(k)-u_g(k-1)]  (15)

u_g(k+1)＝u_g(k)+[u_g(k+1)-u_g(k)]  (16)

$\overline{u_g}\left(k\right)=\frac{u_g\left(k\right)+u_g(k+1)}{2}---\left(17\right)$

整理式(13)-(17)得

$\overline{u_g}\left(k\right)=\frac{5u_g(k-1)+3u_g(k-2)}{2}---\left(18\right)$

由式(18)可知，未知量可以通过历史数据u_g(k-1)和u_g(k-2)进行前向 预测得来。同理，未知量i_o(k)可以通过i_o(k-1)、u_g(k-1)和u_g(k-2)计算得来， 其方法是已知量i_o(k-1)加上一个增量△i_o(k-1,k)即可得到i_o(k)。推算过程如下：

i_o(k)＝i_o(k-1)+△i_o(k-1,k)  (19)

$u_{\mathrm{inv}}(k-1)=\frac{L}{T_S}\Delta i_{o(k-1,k)}+\overline{u_g}(k-1)---\left(20\right)$

$\overline{u_g}(k-1)=\frac{u_g(k-1)+u_g\left(k\right)}{2}---\left(21\right)$

联立(28)、(13)、(15)、(19)-(21)式，得高频谐振软开关电路需要控制 输出的电压为

$u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)=\frac{11}{2}{u}_g(k-1)-\frac{5}{2}{u}_g(k-2)-2u_{\mathrm{inv}}(k-1)+\frac{L}{T_S}[i_o(k+1)-i_o(k-1)]---\left(22\right)$

式(22)中，令i_o(k+1)＝i_ref(k+1)，则高频谐振软开关电路在kT_S时刻输出电 压u_inv(k)，使时间点(k+1)T_S输出的电流i_o(k+1)等于参考电流i_ref(k+1)。

由上述推导可知，由于计算、控制信号转换需要一定的时间T_d，因此常 规的高频谐振软开关电路电流跟踪预测控制方法需用两个开关周期来完成控 制。以下讨论一种改进的电流跟踪预测控制方法，目标是在一个开关周期完 成控制，并消除采样、计算、控制信号转换时间延迟T_d的影响。

图2是改进的电流跟踪同步控制方法采样及控制示意图，与常规方法不 同的是，在kT_S时刻采样点之前增加一个采样点(kT_S-T_d)。

设在(kT_S-T_d)时刻采样得到的高频谐振软开关电路输出电流为i_od(k)，电 网电压为u_gd(k)。由式(11)得

$u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)=\frac{L}{(1-\mu )·T_S}[i_{\mathrm{od}}(k+1)-i_{\mathrm{od}}]+\frac{\overline{u_{\mathrm{gd}}}\left(k\right)}{1-\mu }-\frac{\mu }{1-\mu }·u_{\mathrm{inv}}(k-1)---\left(23\right)$

假设从采样点(kT_S-T_d)到采样点kT_S，输出电流的变化量为△i_od(k)，电网 电压的变化量为△u_gd(k)，由于时间延迟T_d很小，通常远小于开关周期T_S，电 网电压和逆变器输出电流频率(正弦波50/60Hz)远低于功率开关管的开关 频率(≥10kHz)，因此可以认为：在一个开关周期内是线性变化的，相邻两 个开关周期的变化量相等，即：

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\Delta i}}_{\mathrm{od}}\left(k\right)=\Delta i_{\mathrm{od}}(k-1)\\ \Delta u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)=\Delta u_{\mathrm{gd}}(k-1)\\ u_g(k+1)-u_g\left(k\right)=u_g\left(k\right)-u_g(k-1)\end{array}\right)---\left(24\right)$

相当于在(kT_S-T_d)时刻可以得到kT_S时刻的采样值：

$\left(\begin{array}{c}{i}_o\left(k\right)=i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\Delta i_{\mathrm{od}}\left(k\right)=i_{\mathrm{od}}\left(k\right)+\Delta i_{\mathrm{od}}(k-1)\\ u_g\left(k\right)=u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)+\Delta u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)=u_{\mathrm{gd}}\left(k\right)+\Delta u_{\mathrm{gd}}(k-1)\end{array}\right)---\left(25\right)$

此时，T_d等效为不存在，即式(23)变为

$u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)=\frac{L}{T_S}[i_o(k+1)-i_o\left(k\right)]+\overline{u_g}\left(k\right)---\left(26\right)$

令i_ref(k+1)＝i_o(k+1)，得

$u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)=\frac{L}{T_S}[i_{\mathrm{ref}}(k+1)-i_o\left(k\right)]+\overline{u_g}\left(k\right)---\left(27\right)$

(27)式中：(此处公式与原来的交底材料有 差别，以本公式为准)；u_inv(k)为kT_S时刻之后高频谐振软开关电路需要输出的 电压值；i_ref(k+1)为(k+1)T_S时刻的期望输出电流。

由以上可知，本发明的电流跟踪同步控制方法是在kT_S时刻采样点之前增 加一个采样点(kT_S-T_d)，在采样点(kT_S-T_d)可以计算得到采样点kT_S的输出电流 和电网电压信号，经计算、控制信号转换后，在kT_S时刻进行输出控制，到 (k+1)T_S时刻，控制目标达成。因此从(kT_S-T_d)到(k+1)T_S时刻完成一个控制周 期，即单个开关周期对应一个控制周期，实现高频谐振软开关电路输出电流 的快速跟踪同步。

基于数字信号处理器设计控制算法，常规的电流跟踪预测控制方法通常 需要两个开关周期来完成控制，其原理是利用前一个开关周期的采样值对下 一个周期的参考电压及输出电流进行前向预测。由高频谐振软开关电路的数 学模型可知，u_inv作为控制变量，i_o作为系统输出。假定开关频率为固定值， 则T_S为常量。由图2得

$u_{\mathrm{inv}}\left(k\right)=\frac{L}{T_S}[i_o(k+1)-i_o\left(k\right)]+\overline{u_g}\left(k\right)---\left(28\right)$

为了使(k+1)T_S时刻的输出电流i_o(k+1)等于参考电流i_ref(k+1)，算法需要在 (k+1)T_S时刻之前进行控制，即[kT_S,(k+1)T_S]时间间隔内高频谐振软开关电路的 输出电压u_inv(k)需要在kT_S时刻计算出来，并在[kT_S,(k+1)T_S]时间内输出u_inv(k)。 由于采样后的计算、控制信号转换等操作需要一定的时间T_d，因此该操作在 [(k-1)T_S,kT_S]时间内进行，这意味着此时的i_o(k)、u_g(k)、u_g(k+1)、均为未 知数，这些信号需要控制器进行预测，以便计算出控制变量u_inv(k)，并在kT_S时 刻进行控制。

在(kT_S-T_d)时刻进行采样后可以预测得到kT_S时刻的采样值，并计算出 u_inv(k)，接着转换成PWM控制信号，然后在kT_S进行PWM控制信号输出，到(k+1)T_S处控制结束，占用的时间约一个开关周期。而传统的控制方法需要两个开关 周期，因此本方法控制速度比传统方法快1倍，具有很大的优越性和创新性。

图3是数字化的高频谐振软开关电路电流跟踪同步方法的程序流程图。 在电流跟踪同步控制中，通常对输出电流i_o进行采样作为反馈量。对参考电 压进行采样，并结合高频谐振软开关电路所确定的最大功率点电流计算出当 前输出的参考电流i_ref。将i_o与参考电流i_ref进行比较，得到实际输出电流和 参考电流的误差信号e，误差信号e经过电流预测控制调节后输出控制电压 信号u，该控制电压信号与三角波进行比较后输出功率开关管的PWM驱动信 号，最终使输出电流跟踪参考电流。