基于悬浮电流源增益自举反相器的开关电容积分器

摘要

本发明涉及开关电容积分器设计领域，为提高C类反相器增益和精度，从而以C类反相器代替传统运算放大器实现低电压低功耗的开关电容积分器结构。为此，本发明采取的技术方案是，基于悬浮电流源增益自举反相器的开关电容积分器，积分器分为采样阶段和积分阶段，采样阶段电路由M1-M10十个MOS管和采样电容Cs，积分电容CI，上下两个保持电容Cc，和一个开关S1组成，其中M1至M1、M3、M5、M7、M9为PMOS管，M2、M4、M6、M8、M10为PMOS管，采样电容C

说明书

技术领域

本发明涉及模拟集成电路设计领域，特别涉及一种基于悬浮电流源的增益自举反相器的 开关电容积分器电路。

技术背景

近年来，为了满足便携式电子产品的迫切需求以及大型电子系统的节能需要，低电压低 功耗的电路设计已经成为CMOS模拟集成电路发展的主流方向。CMOS工艺尺寸和电源电压的 不断减小已经能够有效地降低数字集成电路的功耗，但由于MOS管的阈值电压不可能与电源 电压等成比例缩小(由于漏电等原因)，模拟集成电路的低电压低功耗设计面临巨大的挑战。 开关电容积分器作为模拟集成电路中的重要模块是许多离散系统中的核心模块，例如 sigma-delta ADC、累加器等。积分器的运算放大器作为其电路核心模块是其实现低电压低功 耗设计的重要瓶颈，运放的非理想性更是直接限制了积分器的精度。

对于实现其中低电压运放在上世纪七八十年代提出过一种用反相器代替传统运算放大器 的方法，它结构简单，而且输入管能够工作在亚阈值区,大大降低了电源电压和系统功耗，是 实现新一代低电压低功耗模拟电路设计的可行性方法，被称为C类反相器。但由于中传统C 类反相器相对运算放大器而言增益不高(一般在50dB以下)，并且上下两路电流并不稳定, 所以性能有限，极大程度的了模拟电路尤其是积分器这种需要高精度电荷运算的模拟电路的 精度。

发明内容

为克服现有技术的不足，提高C类反相器增益和精度，从而以C类反相器代替传统运算 放大器实现低电压低功耗的开关电容积分器结构。为此，本发明采取的技术方案是，基于悬 浮电流源增益自举反相器的开关电容积分器，积分器分为采样阶段和积分阶段，采样阶段电 路由M1-M10十个MOS管和采样电容Cs，积分电容CI，上下两个保持电容Cc，和一个开关S1 组成，其中M1至M1、M3、M5、M7、M9为PMOS管，M2、M4、M6、M8、M10为PMOS管，采样 电容C_S，积分电容C_I以及上下两个保持电容C_c都分为两极A、B，；其中M1、M3、M5的源极 一起连接供电电源VDD，M2、M4、M6源极一起连接电源地GND；M1的漏极、M3的栅极、M7的 源极连接在一起；M3的漏极、M7的栅极和M6的源极连接在一起；M7的漏极、M1的栅极、上 保持电容Cc的B极、开关S1的输入端、M9的源极和M10的漏极连在一起；M6的栅极接偏置 Vb1；M6的源极接地；M9的栅极接偏置电压Vb3；M10的栅极接偏置电压Vb4；M5的栅极接偏 置电压Vb2；M9的漏极、M10的源级、M8的漏极、M2的栅极、下保持电容Cc的B极和开关 S1的输出端连在一起；M2的漏极、M4的栅极、M8的源极连接在一起；M4的漏极、M8的栅极 和M5的源极连接在一起；上保持电容Cc的A极，下保持电容Cc的A极以及采样电容CS的 B极连在一起接共模电平Vcm，采样电容的A极连输入端；开关S1断开；

M1-M10管构成C类反相器型放大器，Cs为采样电容，负责存储输入电压到基准电压Vcm 的电压差，Cc为保持电容，存储反相器输入电压到基准电压Vcm的电压差，此时运放构成负 反馈的闭环工作状态，晶体管M1、M2为输入管，由于负反馈的存在M1、M2被偏置在亚阈值 区，而M3与M7，M4与M8分别构成电流电压反馈环路，M7和M8同时也被偏置在亚阈值工作 状态；M1与M3与M7构成一个三层共源共栅型放大器，同时开关S1断开，在M7和M8之间 加入饱和M9和M10，使其构成一个单向导通的悬浮电流源；

积分阶段电流结构在采样阶段的基础上将开关S1闭合，并连入积分电容CI，同时输入 端连共模电平Vcm，在采样阶段连Vcm的节点与Vcm断开并连CI的A极，CI的B极与M7的 漏极、M1的栅极、上保持电容Cc的B极、开关S1的输入端、M9的源极和M10的漏极连在一 起作为输出端；

开关S1闭合式悬浮电流源短路便于输出，此时M1-M8管构成C类反相器型放大器，Cs 为采样电容，CI为积分电容，在积分阶段将输入接到基准电压Vcm，同时断开G点与基准电 压Vcm的连接。

M1和M2管采用阈值电压大于500mV的高阈值器件，而M3和M4采用阈值电压300mV左 右的低阈值器件，采样电容和积分电容的比例设为Cs/CI＝1/4，同时为了使上下两路电路平 衡，M1和M7的宽长比应为M8和M2对应NMOS管宽长比的2-3倍。

与已有技术相比，本发明的技术特点与效果：

本发明通过加入增益自举结构和悬浮电流源结构，提高了反相器的直流增益和精度，从 而提高积分器电荷转移的精确度，使电路的运算结果更加准确。

由于采用的C类反相器在大部分时间工作在静态电流很小的亚阈值，而且供电电压小于 NMOS和PMOS阈值电压的绝对值之和，因此该积分器电流可以在1V的低电压情况下工作，并 且实现低功耗。

附图说明

图1积分器采样阶段电路结构图；

图2积分器积分阶段电路结构图。

具体实施方式

本发明通过将增益自举技术和悬浮电流源引入C类反相器中，提高了C类反相器增益和 精度，从而以该种C类反相器代替传统运算放大器实现低电压低功耗的开关电容积分器结构。

本发明采用的技术方案是：积分器分为采样阶段和积分阶段，采样阶段电路结构图如图 1所示。该结构由M1-M10十个MOS管和采样电容Cs，积分电容CI，上下两个保持电容Cc组， 和一个开关S1组成，其中M1至M1、M3、M5、M7、M9为PMOS管，M2、M4、M6、M8、M10为 NMOS管，采样电容Cs，积分电容CI以及上下两个保持电容Cc都分为两极A、B，在图中所 有电容的左边为A极，右边为B极。其中M1、M3、M5的源极一起连接供电电源VDD，M2、M4、 M6源极一起连接电源地GND。M1的漏极、M3的栅极、M7的源极连接在一起；M3的漏极、M7 的栅极和M6的源极连接在一起；M7的漏极、M1的栅极、上半部分Cc的B极、开关S1的输 入端、M9的源极和M10的漏极连在一起；M6的栅极接偏置Vb1；M6的源极接地；M9的栅极 接偏置电压Vb3；M10的栅极接偏置电压Vb4；M5的栅极接偏置电压Vb2；M9的漏极、M10的 源级、M8的漏极、M2的栅极、下半部分Cc的B极和开关S1的输出端连在一起；M2的漏极、 M4的栅极、M8的源极连接在一起；M4的漏极、M8的栅极和M5的源极连接在一起；上半部分 Cc的A极、下半部分Cc的A极和采样电容Cs的B极连在一起接共模电平Vcm，采样电容的 A极连输入端。开关S1断开。

M1-M10管构成C类反相器型放大器，Cs为采样电容，负责存储输入电压到基准电压Vcm 的电压差，Cc为保持电容，存储反相器输入电压到基准电压Vcm的电压差，此时运放构成负 反馈的闭环工作状态。晶体管M1、M2为输入管，由于负反馈的存在M1、M2被偏置在亚阈值 区，而M3与M7，M4与M8分别构成电流电压反馈环路，M7和M8同时也被偏置在亚阈值工作 状态。M1与M3与M7构成一个三层共源共栅型放大器，是增益可以达到80dB以上。同时开 关S1断开，在M7和M8之间加入饱和M9和M10，使其构成一个单向导通的悬浮电流源，从 而保证反相器上下两路电流达到精确平衡，而进一步提高反相器精度。

其积分阶段电流结构图如图2所示。积分阶段的结构在采样阶段的基础上将开关S1闭合， 并连入积分电容CI，同时输入端连共模电平Vcm，在采样阶段连Vcm的节点与Vcm断开并连 CI的A极，CI的B极与M7的漏极、M1的栅极、上半部分Cc的B极、开关S1的输入端、M9 的源极和M10的漏极连在一起作为输出端。

此时开关S1闭合式悬浮电流源短路便于输出。此时M1-M8管构成C类反相器型放大器， Cs为采样电容，CI为积分电容，在积分阶段将输入接到基准电压Vcm，同时断开G点与基准 电压Vcm的连接，由于保持电容Cc存储了反相器的输入电压而同时存在负反馈，因此G点最 终会平衡在Vcm，因此采样电容上的电荷完全转移到积分电容上，从而实现了电路的积分功 能。在积分开始阶段，反相器的输入电压偏离平衡电压因此，上半部分或下半部分导通，而 通过负反馈达到平衡时，M1、M7、M8、M2工作在电流很低的亚阈值工作状态。

由于采用工作在亚阈值的反相器结构，因此可以使用1V电压供电，为保证输入输出电压 摆幅，M1和M2管采用阈值电压大于500mV的高阈值器件，而M3和M4采用阈值电压300mV 左右的低阈值器件，同时为了平衡输出范围和噪声方面的性能，采样电容和积分电容的比例 设为Cs/CI＝1/4。同时为了使上下两路电路平衡，M1和M7的宽长比应为M8和M2对应NMOS 管宽长比的2-3倍。