一种静止自并励励磁系统的模型

摘要

本发明提出了一种静止自并励励磁系统详细模型。包括有机端电压测量比较环节V

说明书

技术领域

本发明属于发电机励磁技术领域，具体涉及一种适用于晶闸管采 用非完全余弦移相触发方式下的静止自并励励磁系统的模型。

背景技术

随着微机励磁技术的不断发展，现有的励磁系统越来越多地采用 非完全余弦移相触发方式。与余弦移相触发方式不同，非完全余弦移 相触发方式中，机端电压与余弦波幅值并不成比例关系，因此当机端 电压发生变化时，余弦波的幅值并不随之发生变化。此时，晶闸管输 出的空载直流电压U_do是一个与机端电压有关的量。而现有的IEEE 标准自并励模型中，U_d0的值与机端电压是一个无关的量，并不符合 晶闸管采用非完全余弦移相触发方式下的关系，因此该模型不一定能 适用于晶闸管采用非完全余弦移相触发方式下的情况。

与发明相关的现有技术的其中一种静止自并励标准模型为电气 与电子工程师协会(IEEE)提出的静止自并励标准模型，其机端电 压与参考电压形成的电压差量经过超前滞后校正及综合放大环节输 出到功率放大单元，输出得到励磁电压。该模型存在的缺点是：1) 不适用于晶闸管采用非完全余弦移相触发的情况；2)未考虑整流器 换相压降的影响，不利于模型的精确性。

与发明相关的现有技术的另一静止自并励标准模型为在IEEE提 出的静止自并励标准模型基础上提出的考虑了整流器换相压降作用 的IEC模型，其机端电压与参考电压形成的电压差量经过超前滞后 校正及综合放大环节输出到功率放大单元，减去整流器换相压降之后 输出得到励磁电压。该模型存在的缺点是不适用于晶闸管采用非完全 余弦移相触发的情况。

发明内容

本发明的目的在于提出一种静止自并励励磁系统的模型。本发明 是一种能够适用于晶闸管采用非完全余弦移相触发方式下的静止自 并励励磁系统的模型，能提高现有模型的精确性。本发明适用于晶闸 管采用非完全余弦移相触发方式时对系统进行仿真分析及研究。

本发明的技术方案是：本发明的静止自并励励磁系统的模型，该 模型包括有机端电压测量比较环节V_ref、V_t，由超前滞后校正单元 T_C1/T_B1，T_C2/T_B2和增益放大环节K_R组成的励磁控制器，一阶惯性环 节模拟的励磁功率单元，限幅环节V_RMAX、V_RMIN，机端电压V_t反馈 环节，整流器换相压降环节K_CI_FD以及励磁电压输出E_FD，机端电压 V_t与参考电压V_ref形成的电压差量ΔV经过超前滞后校正单元 T_C1/T_B1，T_C2/T_B2及增益放大环节K_R输出到整流器进行功率放大(K_A、 T_A)，忽略电压上下限幅影响，整流器输出的电压V_R受机端电压V_t反馈作用后得到空载直流电压U_d0，之后减去整流器换相压降K_CI_FD的影响输出励磁电压E_FD。

上述机端电压V_t反馈至空载直流电压U_do输出端之前，U_do的值 受机端电压影响，符合晶闸管采用非完全余弦移相触发时空载直流电 压与机端电压之间的相互关系。

当晶闸管采用非完全余弦移相触发方式时，整流器输出的空载直 流电压与机端电压有关，而在现有的静止自并励IEEE标准模型中发 现其整流器输出的空载直流电压与机端电压无关。基于这一发现，本 发明在原有IEEE标准模型基础上增加考虑了机端电压的反馈及整流 器换相压降的影响，得到新的适用于非完全余弦触发方式下的静止自 并励详细模型。本发明具有以下技术效果：

(1)本发明适用于晶闸管采用非完全余弦移相触发的情况，符合现 代微机励磁系统的需要，解决了现有静止自并励IEEE标准模型在应 用中的局限性。

(2)本发明采用机端电压反馈结构，不仅能够充分反应机端电压对 整流器输出电压的影响，且由于机端电压的自适应作用，能够在一定 程度上提高系统的稳定性。

(3)本发明考虑了整流器换相压降影响作用，进一步提高了模型的 精确性，有利于对实际系统进行精确仿真分析研究。

附图说明

图1为本发明的结构示意图。

图2为现有IEEE标准静止自并励励磁系统模型图。

图3为在IEEE基础上考虑了整流器换相压降的IEC模型图。

图4为单机无穷大系统简化模型图。

图5为考虑比例式励磁调节仿真对比结果图。

图6为考虑惯性时间常数仿真对比结果图。

图7为考虑超前滞后环节仿真对比结果图。

具体实施方式

下面通过借助实例更加详细地说明本发明，但以下实施例仅是说 明性的，本发明的保护范围并不受这些实施例的限制。

如图1所示，本发明的静止自并励励磁系统的模型，该模型包括 有机端电压测量比较环节V_ref、V_t，由超前滞后校正单元T_C1/T_B1， T_C2/T_B2和增益放大环节K_R组成的励磁控制器，一阶惯性环节模拟的 励磁功率单元，限幅环节V_RMAX、V_RMIN，机端电压V_t反馈环节，整 流器换相压降环节K_CI_FD以及励磁电压输出E_FD，机端电压V_t与参考 电压V_ref形成的电压差量ΔV经过超前滞后校正单元T_C1/T_B1，T_C2/T_B2及增益放大环节K_R输出到整流器进行功率放大(K_A、T_A)，忽略电 压上下限幅影响，整流器输出的电压V_R受机端电压V_t反馈作用后得 到空载直流电压U_d0，之后减去整流器换相压降K_CI_FD的影响输出励 磁电压E_FD。

上述机端电压V_t反馈至空载直流电压U_do输出端之前，U_do的值 受机端电压影响，符合晶闸管采用非完全余弦移相触发时空载直流电 压与机端电压之间的相互关系。

本发明中机端电压与参考电压形成的电压差量经过超前滞后校 正及综合放大环节输出到功率放大单元。忽略电压上下限幅影响，整 流器输出的电压受机端电压反馈作用后得到空载直流电压U_d0。之后 减去整流器换相压降的影响输出励磁电压。

在晶闸管采用非完全余弦移相触发的情况下，工作原理为：首先 将控制电压U_sm叠加到同步电压U_sy上，U_sy为余弦波，在过零点触发 触发脉冲，因此过零点对应的相角就是控制角α。此时存在关系式：

U_symcosα+U_sm＝0

                                                   (1-1)

式中，U_sym为余弦波幅值。

已知直流电压U_d的表达式为：

U_d＝1.35U₂cosα

                                                  (1-2)

由此可得出控制电压Usm与晶闸管输出的直流平均电压U_d的关系 为：

$U_d=1.35U_2\cos \left(\arccos \frac{-U_{\mathrm{sm}}}{U_{\mathrm{sym}}}\right)=1.35U_2\frac{-U_{\mathrm{sm}}}{U_{\mathrm{sym}}}---(1-3)$

当晶闸管采用非完全余弦移相触发的情况下，机端电压U₂发生 变化时，余弦波幅值U_sym并不随之发生变化，此时二者的比值不是 定值，晶闸管输出的直流电压与机端电压有关。

本发明基于这一原理，在原有的IEEE静止自并励模型基础上增 加了机端电压反馈作用，且考虑了整流器换相压降的影响，能够适用 于非完全余弦移相触发方式，且提高了模型的精确性。

如图2所示为现有的IEEE静止自并励模型，其机端电压与参考 电压形成的电压差量经过超前滞后校正及综合放大环节输出到功率 放大单元，输出得到励磁电压。

如图3所示为现有的IEC静止自并励模型，其机端电压与参考电 压形成的电压差量经过超前滞后校正及综合放大环节输出到功率放 大单元，减去整流器换相压降之后输出得到励磁电压。

本发明在IEEE及IEC模型的基础上增加了机端电压反馈作用， 能够适用于非完全余弦移相触发方式。

如图4所示为单机无穷大系统简化图。系统发生单回线路三相故 障，故障持续0.1s，断路器0.1s切除。

如图5所示为在附图4所示模型中，考虑比例式励磁调节时，分 别采用静止自并励IEEE模型，IEC模型以及本发明所提出的详细模 型对系统进行仿真研究得到的功角对比曲线图。设置励磁系统参数 T_C1＝0，T_B1＝1，T_C2＝0，T_B2＝0，功率单元综合时间常数T_A＝0s，功率 单元比例系数K_A＝1，换相压降系数K_C＝0.07，K_R＝50。

此时，分别使用两种模型情况下系统的小干扰特征值结果如下：

IEEE模型：$\left(\begin{array}{cccc}-35& -27.21& 0.2+2.2i& 0.2-2.2i\\ -4.41& -0.6+1.63i& -0.6-1.63i& \end{array}\right)$

详细模型：$\left(\begin{array}{cccc}-35.09& -27.2& -0.2+3.24i& -0.2-3.24i\\ -4.39& -0.62+1.67i& -0.62-1.67i& \end{array}\right)$

其中，详细模型中特征根的实数部均为负数，系统稳定，而IEEE 模型存在具有正实部的特征根，系统失稳。

图5中，实线代表的是详细模型，粗虚线代表的是IEC模型，细 虚线代表的是IEEE模型。由仿真曲线可知，在晶闸管采用非完全余 弦移相触发方式时，此时认为本发明提出的详细模型足够准确，则当 实际系统保持稳定状态，而使用IEEE模型及IEC模型对实际系统进 行仿真分析时，却不能正确反映实际系统的运行情况。

如图6所示为在附图4所示模型中，增加考虑励磁系统惯性时间 常数时，分别采用静止自并励IEEE模型，IEC模型以及本发明所提 出的详细模型对系统进行仿真研究得到的功角对比曲线图。设置励磁 系统参数T_C1＝0，T_B1＝1，T_C2＝0，T_B2＝0，功率单元综合时间常数 T_A＝0.02s，功率单元比例系数K_A＝1，换相压降系数K_C＝0.07，K_R＝100。

此时，分别使用两种模型情况下系统的小干扰特征值结果如下：

IEEE模型：$\left(\begin{array}{cccc}-50.15& -4.35& 0.2+2.9i& 0.2-2.9i\\ -27.2& -35& -0.19+3.22i& -0.19-3.22i\end{array}\right)$

详细模型：$\left(\begin{array}{cccc}-50.17& -4.35& -0.58+1.6i& -0.58-1.6i\\ -27.2& -35& -0.16+3.22i& -0.16-3.22i\end{array}\right)$

其中，详细模型中特征根的实数部均为负数，系统稳定，而IEEE 模型存在具有正实部的特征根，系统失稳。

图6中，实线代表的是详细模型，粗虚线代表的是IEC模型，细 虚线代表的是IEEE模型。由仿真曲线可知，在晶闸管采用非完全余 弦移相触发方式时，此时认为本发明提出的详细模型足够准确，则当 实际系统保持稳定状态，而使用IEEE模型及IEC模型对实际系统进 行仿真分析时，却不能正确反映实际系统的运行情况。

如图7所示为在附图4所示模型中，增加考虑励磁系统超前滞后 环节时，分别采用静止自并励IEEE模型，IEC模型以及本发明所提 出的详细模型对系统进行仿真研究得到的功角对比曲线图。设置励磁 系统参数T_C1＝1，T_B1＝10，T_C2＝0，T_B2＝0，功率单元综合时间常数 T_A＝0.02s，功率单元比例系数K_A＝1，换相压降系数K_C＝0.07，K_R＝100。

此时，分别使用两种模型情况下系统的小干扰特征值结果如下：

IEEE模型：$\left(\begin{array}{cccc}-49& -4.48& -0.2+3.2i& -0.2-3.2i\\ -27.2& -35& -0.3+0.65i& -0.3-0.65i\end{array}\right)$

详细模型：$\left(\begin{array}{cccc}-49.2& -4.46& -0.24+3.2i& -0.24-3.2i\\ -27.2& -35.3& -0.34+0.66i& -0.34-0.66i\end{array}\right)$

其中，详细模型与IEEE模型中特征根的实数部均为负数，系统 稳定。

图7中，实线代表的是详细模型，粗虚线代表的是IEC模型，细 虚线代表的是IEEE模型。由仿真曲线可知，在晶闸管采用非完全余 弦移相触发方式时，此时认为本发明提出的详细模型足够准确，则使 用IEEE模型及IEC模型对实际系统进行仿真分析时，不能精确反映 实际系统的运行情况。