静止型无功功率补偿装置和电压控制方法

摘要

本发明的目的在于提供能够调整单相交流电力系统中的电压的静止型无功功率补偿装置和电压控制方法。本发明的静止型无功功率补偿装置根据由单相电压型交直流转换电路转换的直流电压和设定的直流电压指令的差来生成第二轴电压指令。单相交流电力系统的电压(交流端子的电压)上升时，交流端子的电压和内部电动势的差变大，因此静止型无功功率补偿装置以使单相电压型交直流转换电路的交流端子侧的电压下降的方式进行PWM控制。由于与单相交流电力系统的电压相比单相电压型交直流转换电路的电压低，所以能够使无功电流从单相交流电力系统流入静止型无功功率补偿装置内，使单相交流电力系统的电压下降。

说明书

技术领域

本发明涉及通过控制无功功率来调整电力系统的电压的静止型无功功率补偿装置和单相交流电力系统的电压控制方法。

背景技术

通常，在电力系统中，离开电力供给侧的系统末端的电压下降。但是，当太阳能发电(PV)或风力发电等利用了可再生能源的分散电源与电力系统连接时，系统末端的电压有可能上升。当变电站按照以往的方式提供电力时，有时电力系统内的低压配电电压脱离适当电压范围。因此，为了使电力系统内的低压配电电压在适当电压范围内，公知的是在电力系统上连接静止型无功功率补偿装置(例如参照非专利文献1)。这种静止型无功功率补偿装置也被称为“STATCOM(Static SynchronousCompensator静止同步补偿器)”或“自激式SVC(Static Var Compensator静止无功补偿装置)”。

非专利文献1：“有益于有效利用可再生能源的智能电网用STATCOM”东芝评论Vol.66No.12(2011)P36-39

今后，伴随智能电网的扩充，预想PV会在被提供有单相交流电力的一般家庭中普及。因此，需要进行单相交流电力系统中的电压调整，但是以往的静止型无功功率补偿装置像非专利文献1的STATCOM那样调整三相交流电压，而不能进行单相交流电力系统中的电压调整。

发明内容

本发明的目的在于提供能够进行单相交流电力系统中的电压调整的静止型无功功率补偿装置和电压控制方法。

为了达成上述目的，本发明的静止型无功功率补偿装置根据在静止型无功功率补偿装置的直流端子侧检测到的直流电压和设定的直流电压指令的差，生成第二轴电压指令。

具体地说，本发明提供一种静止型无功功率补偿装置，其包括：单相电压型交直流转换电路，从交流端子观察具有内部电动势和内部等效阻抗，根据基于PWM指令产生的门信号的脉冲宽度，使来自与所述交流端子连接的单相交流电力系统的单相交流电力和直流电力之间进行转换；电压指令电路，输出作为所述交流端子的单相交流电压的振幅目标值的第一轴电压指令，设定比所述单相交流电压的峰值高的直流电压指令值，检测由所述单相电压型交直流转换电路转换的直流电压，计算所述直流电压指令值和所述直流电压检测值的差并输出所述第二轴电压指令；相位差生成电路，具有使所述交流端子的单相交流电压的相位延迟而产生延迟单相交流的相位延迟单相交流生成器，根据所述延迟单相交流来生成与所述交流端子的单相交流电压和所述单相电压型交直流转换电路的所述内部电动势的相位差对应的电压；上位电压控制电路，根据来自所述电压指令电路的所述第一轴电压指令和所述第二轴电压指令、与来自所述相位差生成电路的相位差对应的电压、以及所述交流端子的单相交流电压，输出以所述交流端子的单相交流电压的振幅接近所述第一轴电压指令的方式生成的电压指令信号、以及以与来自所述相位差生成电路的相位差对应的电压接近所述第二轴电压指令的方式生成的频率指令信号；频率控制电路，设定有作为所述交流端子上的单相交流的频率基准的基准频率，根据所述基准频率、来自所述上位电压控制电路的频率指令信号、以及与所述相位差生成电路生成的相位差对应的电压，确定所述单相电压型交直流转换电路的所述内部电动势的电气角度并生成生成电气角度；以及下位电压控制电路，设定有作为所述交流端子上的单相交流的电压振幅基准的基准电压，在基于来自所述频率控制电路的电气角度的信号和所述基准电压相乘的值上加上来自所述上位电压控制电路的电压指令信号来作为所述内部电动势，将所述内部电动势和所述单相交流电压的差输出为所述PWM指令。

本发明还提供一种电压控制方法，利用单相电压型交直流转换电路使所述单相交流电力系统的电压在适当电压范围内，所述单相电压型交直流转换电路从交流端子观察具有内部电动势和内部等效阻抗，并且根据基于PWM指令产生的门信号的脉冲宽度使来自与所述交流端子连接的单相交流电力系统的单相交流电力和直流电力之间进行转换，所述电压控制方法执行如下步骤：电压指令步骤，输出作为所述交流端子的单相交流电压的振幅目标值的第一轴电压指令，设定比所述单相交流电压的峰值高的直流电压指令值，检测由所述单相电压型交直流转换电路转换的直流电压，计算所述直流电压指令值和所述直流电压检测值的差并输出所述第二轴电压指令；相位差生成步骤，由相位延迟单相交流生成器产生使所述交流端子的单相交流电压的相位延迟的延迟单相交流，根据所述延迟单相交流来生成与所述交流端子的单相交流电压和所述单相电压型交直流转换电路的所述内部电动势的相位差对应的电压；上位电压控制步骤，根据在所述电压指令步骤输出的所述第一轴电压指令和所述第二轴电压指令、与在所述相位差生成步骤生成的相位差对应的电压、以及所述交流端子的单相交流电压，输出以所述交流端子的单相交流电压的振幅接近所述第一轴电压指令的方式生成的电压指令信号、以及以与在所述相位差生成步骤生成的相位差对应的电压接近所述第二轴电压指令的方式生成的频率指令信号；频率控制步骤，根据作为所述交流端子上的单相交流的频率基准的基准频率、在所述上位电压控制步骤输出的频率指令信号、以及与在所述相位差生成步骤生成的相位差对应的电压，确定所述单相电压型交直流转换电路的所述内部电动势的电气角度并生成生成电气角度；以及下位电压控制步骤，在作为所述交流端子上的单相交流的电压振幅基准的基准电压和基于来自所述频率控制电路的电气角度的信号相乘的值上加上在所述上位电压控制步骤输出的电压指令信号来作为所述内部电动势，将所述内部电动势和所述单相交流电压的差输出为所述PWM指令。

本发明的静止型无功功率补偿装置和使用该静止型无功功率补偿装置的电压控制方法根据直流电压检测值和直流电压指令值的差生成第二轴电压指令。根据上述第二轴电压指令和作为交流端子的电压目标值的第一轴电压指令来生成内部电动势，并根据内部电动势和交流端子的电压的差来生成PWM指令，控制变换器(单相交直流转换电路)的交流端子侧的电压。例如，当单相交流电力系统的电压(交流端子的电压)上升时，交流端子的电压和内部电动势的差变大，所以静止型无功功率补偿装置以使单相电压型交直流转换电路的交流端子侧的电压下降的方式进行PWM控制。由于与单相交流电力系统的电压相比单相电压型交直流转换电路的电压变低，所以无功电流从单相交流电力系统流入静止型无功功率补偿装置内，从而能够使单相交流电力系统的电压下降。

因此，本发明可以提供能够进行单相交流电力系统中的电压调整的静止型无功功率补偿装置和电压调整方法。

本发明的静止型无功功率补偿装置的所述电压指令电路输出的所述第一轴电压指令可以是预先设定的固定值。可以计算无功功率并对其进行监视。

此外，本发明的静止型无功功率补偿装置还包括：交流电流检测电路，检测所述交流端子上的交流电流；以及交流电力测量电路，测量所述交流端子上的无功功率，所述电压指令电路可以计算所述交流电力测量电路测量的无功功率和预先设定的无功功率指令值的差来作为所述第一轴电压指令。

本发明的单相交流电力系统的电压控制方法使至少一个权利要求1-3中任意一项所述静止型无功功率补偿装置的所述交流端子与单相交流电力系统连接，使所述单相交流电力系统的电压在适当电压范围内。通过使本发明的多个静止型无功功率补偿装置与单相交流电力系统连接，可以更有效地使电力系统内的低压配电电压在适当电压范围内。

本发明提供能够进行单相交流电力系统中的电压调整的静止型无功功率补偿装置和电压调整方法。

附图说明

图1是本发明的静止型无功功率补偿装置的简要构成图。

图2是表示本发明的静止型无功功率补偿装置的控制流程的图。

图3是本发明的静止型无功功率补偿装置具有的单相电压型交直流转换电路的简要构成图。

图4是本发明的静止型无功功率补偿装置具有的单相电压型交直流转换电路的简要构成图。

图5是本发明的静止型无功功率补偿装置具有的单相电压型交直流转换电路内的单相交流滤波电路和单相电压型交直流转换部的简要构成图。

图6是从本发明的静止型无功功率补偿装置的交流端子观察的等效电路。

图7是说明本发明的静止型无功功率补偿装置具有的指令值运算电路的图。

图8是说明本发明的静止型无功功率补偿装置具有的指令值运算电路的图。

图9是说明本发明的静止型无功功率补偿装置具有的指令值运算电路的图。

图10是说明本发明的静止型无功功率补偿装置的直流电压和无功功率的同时控制的图。

图11是本发明的静止型无功功率补偿装置的简要构成图。

图12是本发明的静止型无功功率补偿装置具有的相位差生成电路的简要构成图。

图13是本发明的静止型无功功率补偿装置的简要构成图。

图14是本发明的静止型无功功率补偿装置具有的交流电力测量电路的简要构成图。

图15是本发明的静止型无功功率补偿装置具有的交流电力测量电路的简要构成图。

图16是说明本发明的单相交流电力系统的图。

附图标记说明

11：静止型无功功率补偿装置

21：交流端子

30：相位差生成电路

31：交流电压检测电路

33-1～33-3：端子

34：输出电流检测电路

35：相位延迟单相交流生成器

36：相位差电压生成器

38：变流器

40：单相电压型交直流转换电路

40-1、40-2：单相电压型交直流转换电路

41：门信号产生器

42：单相电压型交直流转换部

43：电流检测电路

44：电压检测电路

45：单相交流滤波电路

50：频率控制电路

51：基准频率设定器

53：环路滤波器

55：时间积分器

56：第二加法器

57：生成电气角度

58：第三加法器

60：下位电压控制电路

61：基准电压设定器

62：第一加法器

63：第三减法器

64：电压控制器

65：第二乘法器

66：滤波电流补偿器

67：PWM电流偏差补偿器

68：前馈放大器

69：第四加法器

70：上位电压控制电路

71a：第一减法器

71b：第二减法器

72a：第一上位控制放大器

72b：第二上位控制放大器

73：第一乘法器

121：限制器

140：交流电力测量电路

141：基准频率电路

142：电压相位延迟电路

143：电流相位延迟电路

144：电力运算电路

145：有功功率值测量电路

146：无功功率值测量电路

147-1、147-2、147-3、147-4：乘法器

148-1：加法器

148-2：减法器

149-1、149-2：低通滤波器

150-1、150-2：电压指令电路

161：直流电压检测电路

B1：电压指令

B2：上位电压指令

B3：频率控制

B4：下位电压控制

B5：产生门信号

B6：主开关

具体实施方式

参照附图，对本发明的实施方式进行说明。以下说明的实施方式是本发明的实施例，但本发明并不限于以下实施方式。所述实施例仅是举例说明，能够以基于本领域技术人员的知识进行各种变更、改良的方式来实施本发明。另外，在本说明书和附图中，附图标记相同的构成要素表示相同的构成。

[静止型无功功率补偿装置]

图1是表示本实施方式的静止型无功功率补偿装置的简要构成图，图2是表示举例说明静止型无功功率补偿装置的控制流程的图。如图2所示，本实施方式的静止型无功功率补偿装置利用电压指令电路生成第一轴电压指令和第二轴电压指令(B1)，利用上位电压控制电路以单相交流电压的振幅和频率接近第一轴电压指令和第二电压指令的方式生成电压指令信号和频率指令信号(B2)，利用频率控制电路确定单相电压型交直流转换电路的内部电动势的电气角度(B3)，利用下位电压控制电路生成使单相电压型交直流转换电路的交流电压固定的电流指令(B4)，利用门信号产生器产生门信号(B5)，使主开关动作(B6)。在此，包含在图1的单相电压型交直流转换电路40中的单相电压型交直流转换部与图2的主开关B6相当。

下面，进一步对图2所示的控制流程进行详细说明。

图1所示的静止型无功功率补偿装置11包括：单相电压型交直流转换电路40，从交流端子21观察，具有内部电动势和内部等效阻抗，根据基于PWM指令产生的门信号的脉冲宽度，使来自与交流端子21连接的单相交流电力系统的单相交流电力和直流电力之间进行转换；电压指令电路150-1，输出作为交流端子21的单相交流电压的振幅目标值的第一轴电压指令，设定比单相交流电压的峰值高的直流电压指令值，检测由单相电压型交直流转换电路40转换的直流电压，计算直流电压指令值和直流电压检测值的差并输出第二轴电压指令；相位差生成电路30，具有使交流端子21的单相交流电压的相位延迟而产生延迟单相交流的相位延迟单相交流生成器，根据所述延迟单相交流来生成与交流端子21的单相交流电压和单相电压型交直流转换电路40的所述内部电动势的相位差对应的电压；上位电压控制电路70，根据来自电压指令电路150-1的第一轴电压指令和第二轴电压指令、与来自相位差生成电路30的相位差对应的电压、以及交流端子上的单相交流电压，输出以交流端子21的单相交流电压的振幅接近第一轴电压指令的方式生成的电压指令信号、以及以与来自相位差生成电路的相位差对应的电压接近第二轴电压指令的方式生成的频率指令信号；频率控制电路50，设定有作为交流端子21的单相交流的频率基准的基准频率，并且根据基准频率、来自上位电压控制电路70的频率指令信号、以及与相位差生成电路30生成的相位差对应的电压，确定单相电压型交直流转换电路40的内部电动势的电气角度并生成生成电气角度；以及下位电压控制电路60，设定有作为交流端子21的单相交流的电压振幅基准的基准电压，在基于来自频率控制电路50的电气角度的信号和基准电压相乘的值上加上来自上位电压控制电路70的电压指令信号来作为内部电动势，并且将内部电动势和单相交流电压的差输出为所述PWM指令。

图3和图4表示单相电压型交直流转换电路40的简要构成图。

图3所示的单相电压型交直流转换电路40-1包括：单相电压型交直流转换部42，从交流端子21观察具有内部等效阻抗，根据门信号的脉冲宽度，使交流端子21的单相交流电力和直流电力之间进行转换；电流检测电路43，检测单相电压型交直流转换部42和单相交流滤波电路45之间的电流，并且输出根据单相交流电流的大小而生成的信号；门信号产生器41，以PWM指令和来自电流检测电路43的输出的差接近零的方式产生门信号并输出；以及单相交流滤波电路45，从单相电压型交直流转换部42的单相交流电压中除去单相电压型交直流转换部42中的起因于门信号的高频成分并与系统联系。

此外，图4所示的单相电压型交直流转换电路40-2包括电压检测电路44，该电压检测电路44代替图3中的电流检测电路43，检测单相电压型交直流转换部42的单相交流电压，并且输出根据单相交流电压的大小而生成的信号。在这种情况下，门信号产生器41以PWM指令和来自电压检测电路44的输出的差接近零的方式产生门信号并输出。

在此，图5表示图3和图4中的单相电压型交直流转换部42和单相交流滤波电路45的简要构成图。

图5所示的单相电压型交直流转换部42包括四个自动消弧型开关46g、46h、46k、46l和四个二极管46a、46b、46e、46f。自动消弧型开关46g、46h、46k、46l是根据输入信号的导通/断开对开关的导通/断开进行切换的元件，可以例举MOSFET(电场效果晶体管)或IGBT(绝缘栅极双极晶体管)。从图1所示的门信号产生器41输入的门信号作为单相电压型交直流转换部42的输入信号。单相电压型交直流转换部42由四个自动消弧型开关46g、46h、46k、46l利用脉冲信号并根据门信号分别对四个开关的导通/断开进行切换，由此切换交流和直流。另外，图5中的交流端子21-1、21-2与图1中的交流端子21对应。此外，串联电容器47g与四个开关组并联。另外，代替串联电容器47g，也可以连接电池或双电荷层电容器等电容器。

此外，图5所示的单相交流滤波电路45由电感45a、电阻45b和电容器45c构成，能够从单相电压型交直流转换部42的单相交流电压中除去单相电压型交直流转换部42中的起因于门信号的高频成分并与系统联系。另外，根据动作条件，有时不连接电阻45b。

图6是从图3和图4所示的静止型无功功率补偿装置的交流端子观察的等效电路，更具体地说，在图5所示的电路图中，从除了单相交流滤波电路45的电感45a的箭头A点观察直流侧的等效电路。在图6中，Vco(t)是内部电动势，内部等效阻抗是电阻成分Ri和电感成分Li的并联电路。

可以通过图1的静止型无功功率补偿装置11内的控制变量使图3和图4所示的单相电压型交直流转换部42具有内部等效阻抗，也可以通过将电阻、电抗器、单相变压器或其组合连接到图3和图4的单相电压型交直流转换电路40-1、40-2的输出上，使图3和图4所示的单相电压型交直流转换部42具有内部等效阻抗。例如，单相电压型交直流转换电路40-1、40-2的单相输出可以分别与电阻或电抗器串联，并且连接电阻时，可以在电阻的后段分别串联电抗器。此外，单相电压型交直流转换电路40-1、40-2的单相输出也可以与单相变压器连接。此外，当单相电压型交直流转换电路40-1、40-2的单相输出分别连接电抗器时，可以在电抗器的后段连接单相变压器。此外，当单相电压型交直流转换电路40-1、40-2的单相输出分别与电阻连接、且在电阻的后段分别串联电抗器时，该电抗器的后段可以与单相变压器连接。由此，通过使单相电压型交直流转换电路40具有内部等效阻抗，能够使图1的静止型无功功率补偿装置11作为能够改变无功功率的负载连接到电力系统上，从而能够调整电力系统的交流电压。

此外，通过在电流检测电路43或电压检测电路44中检测单相交流滤波45和单相电压型交直流转换部42之间的电流或电压、并且在门信号产生器41中以PWM指令和来自电流检测电路43或电压检测电路44的输出的差接近零的方式产生门信号，能够将电流误差控制在容许范围内或者能够使输出电压随PWM指令而变化。

[电压指令]

图1的电压指令电路150-1预先设定或者从外部输入交流端子21的电压(适当电压)作为第一轴电压指令值V₁^*，并将上述值输出为第一轴电压指令V₁^*。此外，直流电压检测电路161对单相电压型交直流转换电路40转换后的直流电压进行检测，所述检测出的直流电压检测值输入电压指令电路150-1，并且由加法电路154计算与直流电压指令值V_D^*的差，由后述的指令值运算电路152生成第二轴电压指令V₂^*并输出。

图7～图9是说明指令值运算电路152的运算的图。图7的指令值运算电路152由低通特性电路152a计算直流电压指令值和直流电压检测值的差。低通特性电路152a具有数1的特性。

[数1]

$>{\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)=-\frac{K_{\mathrm{dc}}}{1+T_{\mathrm{Kdc}}·s}({\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right))---\left(1\right)$>

其中，V₂^*是第二轴电压指令，V_D^*是直流电压指令值，V_D是直流电压检测值，s是拉普拉斯变换的变量，Kdc是比例增益，T_Kdc是一次延迟时间常数，＾表示拉普拉斯变换。本指令值运算电路与后述的使用积分电路的指令值运算电路相比过渡响应好。

图8的指令值运算电路152利用积分电路152b计算直流电压指令值和直流电压检测值的差。积分电路152b具有数2的特性。

[数2]

$>{\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)=-\frac{1}{T_{\mathrm{dc}}·s}({\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right))---\left(2\right)$>

其中，V₂^*是第二轴电压指令，V_D^*是直流电压指令值，V_D是直流电压检测值，s是拉普拉斯变换的变量，T_dc是积分时间常数，＾表示拉普拉斯变换。本指令值运算电路与所述的使用低通特性电路的指令值运算电路相比，稳定状态的直流电压偏差小。

图9的指令值运算电路152利用低通特性电路152a和积分电路152b并联的并联电路152c计算直流电压指令值和直流电压检测值的差。并联电路152c具有数3的特性。

[数3]

$>{\hat{V}}_2^{*}\left(s\right)=(-\frac{K_{\mathrm{dc}}}{1+T_{\mathrm{Kdc}}·s}-\frac{1}{T_{\mathrm{dc}}·s})({\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right))---\left(3\right)$>

其中，V₂^*是第二轴电压指令，V_D^*是直流电压指令值，V_D是直流电压检测值，s是拉普拉斯变换的变量，Kdc是比例增益，T_Kdc是一次延迟时间常数，T_dc是积分时间常数，＾表示拉普拉斯变换。由于在本指令值运算电路中低通特性电路和积分电路并联，所以能够兼顾过渡响应和稳定偏差。

在此，在图1所示的电压指令电路150-1中，作为第一轴电压指令V₁^*，预先设定或者从外部输入交流端子21的电压(适当电压)作为第一轴电压指令值V₁^*，但是也可以如图10的电压指令电路150-2所示，设置交流电流检测电路34和交流电力测量电路140，将利用由交流电力测量电路140测量出的无功功率计算出的值输出为第一轴电压指令V₁^*。

图10所示的交流电流检测电路34通过变流器38检测交流端子21的单相交流电流，并向交流电力测量电路140输出。向电压指令电路150-2输入交流电力测量电路140计算出的交流端子21的单相输出电力的无功功率值，由加法电路153计算无功功率指令值Q^*与交流端子21的单相输出电力的无功功率值的差，并且由后述的指令值运算电路151生成第一轴电压指令V₁^*并输出。在此，无功功率指令值Q^*是预先设定或从外部输入的指令值。

指令值运算电路151与指令值运算电路152同样，利用低通滤波器特性电路和积分电路的组合电路来计算无功功率指令值Q^*和无功功率值的差并生成第一轴电压指令。

例如，如果指令值运算电路151和指令值运算电路152由低通滤波器特性电路和积分电路并联的电路构成，则可以利用以下公式计算第一轴电压指令和第二轴电压指令。

$>\left(\begin{array}{c}{\hat{V}}_1^{*}\\ {\hat{V}}_2^{*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\frac{K_Q}{1+T_{\mathrm{KQ}}·s}+\frac{1}{T_Q·s}& 0\\ 0& -\frac{K_{\mathrm{dc}}}{1+T_{\mathrm{Kdc}}}-\frac{1}{T_{\mathrm{dc}}·s}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\hat{Q}}^{*}\left(s\right)-\hat{Q}\left(s\right)\\ {\hat{V}}_D^{*}\left(s\right)-{\hat{V}}_D\left(s\right)\end{array}\right)---\left(4\right)$>

其中，V₁^*：第一轴电压指令[V]，

V₂^*：第二轴电压指令[V]，

Q^*：无功功率指令[var]，

Q：无功功率值[var]，

V_D^*：直流电压指令值[V]，

V_D：直流电压检测值[V]，

K_Q：Q控制的一次延迟增益，

T_KQ：Q控制的一次延迟时间常数[s]，

T_Q：Q控制的积分时间常数[c]，

K_dc：直流电压控制的一次延迟增益，

T_Kdc：直流电压控制的一次延迟时间常数[s]，

T_dc：直流电压控制的积分时间常数[s]，

＾表示普拉斯变换。

限制器121确定第一轴电压指令V₁^*的上限和下限，防止向上位电压控制电路70输入过大的第一轴电压指令V₁^*。

在以下的说明中，基于由电压指令电路150-1构成的静止型无功功率补偿装置进行说明，但是由电压指令电路150-2构成的静止型无功功率补偿装置也同样。

图1的交流电压检测电路31检测交流端子21的单相交流电压，并且分别向相位差生成电路30、下位电压控制电路60和上位电压控制电路70输出。此外，可以在交流电压检测电路31的前段具有低通滤波器，通过低通滤波器检测交流电压检测电路31的单相交流电压。可以从单相交流电压中除去PWM成分，从而使静止型无功功率补偿装置11的控制稳定化。此外，可以在交流电压检测电路31的后段具有低通滤波器，通过低通滤波器输出来自交流电压检测电路31的输出电压。可以从来自交流电压检测电路31的输出电压中除去PWM成分，从而使静止型无功功率补偿装置11的控制稳定化。

[上位电压控制电路]

向图1的上位电压控制电路70输入来自电压指令电路150-1的第一轴电压指令V₁^*和第二轴电压指令V₂^*、来自后述频率控制电路50的生成电气角度57、来自相位差生成电路30的相位差电压、以及交流端子21的单相交流电压。上位电压控制电路70根据这些输入，输出以交流端子21的单相交流电压的振幅和频率接近第一轴电压指令V₁^*和第二轴电压指令V₂^*的方式生成的电压指令信号和频率指令信号。可以不直接向上位电压控制电路70输入第一轴电压指令V₁^*和第二轴电压指令V₂^*，而通过确定第一轴电压指令V₁^*和第二轴电压指令V₂^*的上限和下限的限制器121输入。具体地说，如图11所示，第一乘法器73对来自频率控制电路50的生成电气角度57的正弦值乘以√2后的值和第一轴电压指令V₁^*进行乘法计算。第一减法器71a从来自第一乘法器73的信号中减去交流端子21的单相交流电压。第一上位控制放大器72a以交流端子21的单相交流电压接近第一轴电压指令V₁^*的方式将来自第一减法器71a的信号放大并输出为电压指令信号。此外，第二减法器71b从第二轴电压指令V₂^*乘以√2后的值中减去来自相位差生成电路30的相位差电压。第二上位控制放大器72b以交流端子21的单相交流电压的频率接近第二轴电压指令V₂^*的方式将来自第二减法器71b的信号放大并输出为频率指令信号。

由此，即使电力系统的振幅和频率变化，也可以分别检测静止型无功功率补偿装置11的单相交流电压的振幅和频率相对于该振幅和频率的误差。在此，第一上位控制放大器72a和第二上位控制放大器72b可以对来自第一减法器71a和第二减法器71b的输出附加低通过滤要素。由此，可以使反馈回路稳定化。此外，可以在第一上位控制放大器72a和第二上位控制放大器72b的后段还具有限制器，通过限制器输出来自第一上位控制放大器72a和第二上位控制放大器72b的输出。可以防止过输出而使控制稳定化。

[相位差生成电路]

图1的相位差生成电路30生成与交流端子21的单相交流电压V_FIL(t)和单相电压型交直流转换电路40的内部电动势的相位差对应的相位差电压。图12是相位差生成电路30的简要构成图的一例。相位差生成电路30具有：相位延迟单相交流生成器35，生成使从端子33-1输入的单相交流电压延迟规定相位的延迟单相交流；相位差电压生成器36，根据从端子33-1输入的单相交流电压、来自相位延迟单相交流生成器35的延迟单相交流的电压、以及从端子33-3输入的值，生成相位差电压；以及端子33-2，输出相位差电压。在图12中，相位延迟单相交流生成器35使延迟单相交流的相位延迟大约90°，但是只要相位不延迟0°和180°，可以是任意角度。

向端子33-1输入由交流电压检测电路31检测出的单相交流电压V_FIL(t)。向端子33-3输入由后述的频率控制电路50生成的生成电气角度57。交流端子21的单相交流电压V_FIL(t)由数5表示。

$>\left(\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)=\sqrt{2}{E}_s·\sin ({\omega }_{S}t+{\theta }_S)& \left[V\right]\end{array}\right)---\left(5\right)$>

其中，ω_s：角频率[rad/s]，θ_s：相位角[rad]，E_s：有效值[V]。另外，相位角以内部电动势为基准。

当交流端子21的单相交流电压的角频率ω_s和单相电压型交直流转换电路40的基准角频率ω_co相等时，单相交流电压V_FIL(t)和相位延迟单相交流电压V”_FIL(t)的相位差为90°，相位延迟单相交流生成器35生成的相位延迟单相交流电压V”_FIL(t)由数6表示。

[数6]

$>\left(\begin{array}{c}{V^{\prime \prime }}_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)=V_{\mathrm{FIL}}(t-\frac{\pi }{2{\omega }_{\mathrm{co}}})=\sqrt{2}{E}_s·\sin ({\omega }_{s}t+{\theta }_s-\frac{\pi {\omega }_s}{2{\omega }_{\mathrm{co}}})\\ =-\sqrt{2}{E}_s·\cos ({\omega }_{s}t+{\theta }_s)\end{array}\right)---\left(6\right)$>

相位差电压生成器35根据单相交流电压V_FIL(t)、相位延迟单相交流电压V”_FIL(t)、由频率控制电路50生成的生成值，输出相位差电压V_q(t)。相位差电压V_q(t)由数7表示。

[数7]

$>\left(\begin{array}{c}{V}_q\left(t\right)=V_{\mathrm{EIL}}\left(t\right)·\cos {\theta }_i+{V^{\prime \prime }}_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)·\sin {\theta }_i\\ =\sqrt{2}{E}_s\{\sin ({\omega }_{s}t+{\theta }_s-{\theta }_i)+\frac{\pi ({\omega }_{\mathrm{co}}-{\omega }_s)}{2{\omega }_{\mathrm{co}}}\sin ({\omega }_{s}t+{\theta }_s)\sin {\theta }_i\\ =\sqrt{2}{E}_s·\sin ({\omega }_{s}t+{\theta }_s-{\theta }_i)\end{array}\right)---\left(7\right)$>

如果θ_i的角速度与ω_s相等，则数式7成为常数。θ_s是内部等效阻抗两端电压的相位差，所以一般较小。因此，V_q(t)可以近似为数8。

[数8]

$>V_q\left(t\right)=\sqrt{2}{E}_s·{\theta }_s---\left(8\right)$>

相位差生成电路30分别向频率控制电路50和上位电压控制电路70输出生成的相位差电压。另外，在此，仅表示了ω_s与ω_co相等的情况，但是不相等时也可以得到同样的近似解，在实际使用上没有问题。

[频率控制电路]

频率控制电路50根据交流端子21的单相交流输出频率的基准频率、来自上位电压控制电路70的频率指令信号、来自相位差生成电路30的输出信号，确定单相电压型交直流转换电路40的内部电动势的电气角度。具体地说，如图11所示，第二加法器56对来自上位电压控制电路70的频率指令信号和来自相位差生成电路30的相位差电压进行加法计算。环路滤波器53对第二加法器56输出的信号的频率成分进行过滤，使作为与单相交流电压的频率差相关的成分的低通成分通过。在环路滤波器53中附加的低通过滤要素例如是一次延迟要素等延迟要素。由此，可以使反馈回路稳定化。

此外，第三加法器58对从基准频率设定器51输出的基准频率和环路滤波器53的输出值进行加法计算。时间积分器55对来自第三加法器58的输出进行时间积分。通过时间积分器55对来自第三加法器58的输出进行时间积分，能够得到作为固有角度θ_i的生成电气角度57。

生成电气角度57通过下位电压控制电路60的第二乘法器65成为单相电压型交直流转换电路40的内部电动势的电气角度。由此，可以使该转动角度随电力系统的频率变化。

在此，如上所述，相位差生成电路30输出与交流端子21的单相交流电压和单相电压型交直流转换电路40的内部电动势的相位差对应的相位差电压。因此，相位差生成电路30中的信号处理相当于相位比较处理，该相位比较处理对单相交流电压和来自频率控制电路50的生成电气角度57的相位进行比较。此外，对来自基准频率设定器51的基准频率和来自环路滤波器53的输出值进行加法计算并进行积分的信号处理相当于电压控制震荡器(Voltage Controlled Oscillator)的信号处理，根据来自环路滤波器53的输出电压使生成电气角度57的值可变。因此，相位差生成电路30和频率控制电路50作为整体，进行使生成电气角度57与交流端子21的单相交流电压的频率同步的PLL的动作。

[下位电压控制电路]

图1的下位电压控制电路60根据交流端子21的单相交流电压、频率控制电路50的包含生成电气角度57的电气角度指令信号、以及来自上位电压控制电路70的电压指令信号，将以所述单相交流电压的振幅、频率和相位接近交流端子21的单相交流电压的基准电压、所述电压指令信号和所述电气角度指令信号的合成值的方式生成的信号输出为PWM指令。此外，利用基准电压设定器61预先设定基准电压。上述基准电压成为交流端子21的单相交流电压的振幅的基准。

具体地说，如图11所示，基准电压设定器61设定并输出基准电压。第二乘法器65对来自频率控制电路50的生成电气角度57的正弦值乘以√2后的值和来自基准电压设定器61的基准电压进行乘法计算。第一加法器62对来自上位电压控制电路70的电压指令信号和第二乘法器65输出的信号进行加法计算并输出。第三减法器63从第一加法器62输出的信号中减去来自交流电压检测电路31的信号。电压控制器64以交流端子21的单相交流电压接近基准电压、电压指令信号和电气角度指令信号的所述合成值的方式，控制第三减法器63输出的信号，并输出为PWM指令。

由此，能够对由上位电压控制电路70检测出的误差进行补偿，并且能够控制静止型无功功率补偿装置11的振幅和相位，使静止型无功功率补偿装置11的单相交流电压的振幅和相位与电力系统的振幅和相位一致。电压控制器64例如可以使用放大器。在此，可以在第三减法器63和电压控制器64之间还具有低通滤波器，通过低通滤波器输出来自第三减法器63的输出。可以使电压控制器64的控制稳定化。此外，可以在第三减法器63和电压控制器64之间(在此位置上具有低通滤波器时在低通滤波器和电压控制器64之间)还具有电压限制器，通过电压限制器输出来自第三减法器63的输出。可以抑制静止型无功功率补偿装置11启动时的输出电压的过渡变化。

图13表示其他方式的静止型无功功率补偿装置的简要构成图。

图13的静止型无功功率补偿装置11利用第四加法器69在来自图11所示的静止型无功功率补偿装置11的电压控制器64的输出上进一步加上来自滤波电流补偿器66、PWM电流偏差补偿器67和前馈放大器68的输出。在这种情况下，单相电压型交直流转换电路40可以使用图3或图4中说明的任意一种单相电压型交直流转换电路40-1、40-2。因此，图13视为使用了图3或图4中的任意一种单相电压型交直流转换电路40-1、40-2。

滤波电流补偿器66输出电流补偿值，该电流补偿值以对单相电压型交直流转换电路40内的单相交流滤波电路45(图3或图4)的电流损失部分进行补偿的方式规定。由此，在静止型无功功率补偿装置11中，通过在滤波电流补偿器66中预先设定图3或图4的单相交流滤波电路45中的电流损失部分、且与来自电压控制器64的输出向量进行加法计算，可以对该电流损失部分进行补偿。此外，PWM电流偏差补偿器67输出电流偏差补偿值，该电流偏差补偿值以对来自单相电压型交直流转换电路40的单相交流电流的电流偏差部分进行补偿的方式规定。由此，在静止型无功功率补偿装置11中，通过在PWM电流偏差补偿器67中预先设定将PWM指令作为零指令时的单相电压型交直流转换电路40中的电流偏差部分、且与来自电压控制器64的输出向量进行加法计算，可以对该电流偏差部分进行补偿。此外，由交流电流检测电路34检测出的单相交流电流的值输入前馈放大器68，并且以补偿与交流端子21的负载对应的电流的方式以规定的前馈增益进行放大并输出。由此，在静止型无功功率补偿装置11中，通过在交流电流检测电路34中检测交流端子21的单相交流电流、使该值通过前馈放大器68与来自电压控制器64的输出值进行加法计算，即使负载电流变化，也可以产生稳定的输出电压。

向图10的交流电力测量电路140输入由交流电压检测电路31检测到的交流端子21的单相交流电压值和交流电流检测电路34检测到的交流端子21的单相交流电流值，计算交流端子21的单相输出电力的有功功率值和无功功率值。

具体地说，如图14所示，在交流电力测量电路140中，由乘法器147-1对分别由电压检测电路31和电流检测电路34测量的电力测量点的电压和电流进行乘法计算，使所述乘法计算的积通过低通滤波器149-1，由有功功率值测量电路145测量有功功率值。此外，生成由电流相位延迟电路143使电力测量点的电流相位偏移90度的函数，由乘法器147-2对上述函数和电力测量点的电压进行乘法计算，使所述乘法计算的积通过低通滤波器149-2，由无功功率值测量电路146测量无功功率值。

此外，交流电力测量电路140可以是图15所示的构成。交流电力测量电路140包括：基准频率电路141，生成基准频率；电压相位延迟电路142，根据来自基准频率电路141的基准频率，使作为电力测量点的交流电压的测量交流电压的相位延迟来生成延迟交流电压；电流相位延迟电路143，根据来自基准频率电路141的基准频率，使作为电力测量点的交流电流的测量交流电流的相位延迟来生成延迟交流电流；以及电力运算电路144。在电力运算电路144中，由加法器148-1进行加法计算，在由乘法器147-1对测量交流电压和测量交流电流进行乘法计算的乘积值上，加上由乘法器147-2对来自电压相位延迟电路142的延迟交流电压和来自电流相位延迟电路143的延迟交流电流进行乘法计算的乘积值，使所述加法计算的加法计算值通过低通滤波器149-1，由有功功率值测量电路145测量有功功率值。此外，由减法器148-2进行减法计算，从由乘法器147-4对测量交流电流和来自电压相位延迟电路142的延迟交流电压进行乘法计算的乘积值中，减去由乘法器147-3对测量交流电压和来自电流相位延迟电路143的延迟交流电流进行乘法计算的乘积值，使所述减法计算的减法计算值通过低通滤波器149-2，由无功功率值测量电路146测量无功功率值。通过在测量交流电压和测量交流电流的乘积值上加上延迟交流电压和延迟交流电流的乘积值，可以降低包含在有功功率值中的两倍频率成分。此外，通过从测量交流电流和延迟交流电压的乘积值中减去测量交流电压和延迟交流电流的乘积值，可以降低包含在无功功率值中的两倍频率成分。因此，可以提高有功功率值和无功功率值的测量精度，从而可以高精度地控制有功功率值和无功功率值。

[实施例]

接着，利用图16，说明静止型无功功率补偿装置11(STATCOM)与配电系统的单相侧的低压需要家庭连接的实施例。图16的(A)是表示高压配电线电压相对于距配电用变电站的距离的图。图16的(B)是表示在与单相交流侧的各系统(n₁、n₂、···n_m)连接的低压需要家庭中设置有多个STATCOM的例子的图。图16的(C)是表示低压配电线电压相对于距配置在高压配电线的低压用变压器的距离的图。

图16的(A)所示的高压配电线电压是换算为低压配电线电压的值。由于夜间或雨天时不从PV提供电力，所以距配电用变电站越远，电压越低。另一方面，由于好天时从PV提供电力，所以有时离开配电用变电站的部分的电压上升。例如，如图16的(B)所示，如果在单相交流侧的各系统中设置有太阳能发电(PV)用功率调节器(PCS)的住宅存在多个，则高压配电线电压有时在离开配电用变电站的系统末端超过作为适当电压范围的101±6V的上限值的107V。例如，在离开配电用变电站的配电系统(n_m)中，当高压配电线的电压在低压换算中相当于107V时，在离开高压配电线的单相交流的末端，低压配电线电压有时进一步上升至比107V还大的值。

这样电力系统的电压变化时，由于产生交流端子21的电压和内部电动势的差，所以静止型无功功率补偿装置11进行PWM控制，从而使单相电压型交直流转换电路40的交流端子侧的电压下降或上升。例如，当电力系统的电压上升时，静止型无功功率补偿装置11使单相电压型交直流转换电路40的交流端子侧的电压下降，所以与单相交流电力系统的电压相比，单相电压型交直流转换电路40的电压变低，无功电流从单相交流电力系统流入静止型无功功率补偿装置40内，从而可以使单相交流电力系统的电压下降。

一般来说，在高压配电侧设置有STATCOM时，可以将高压配电线侧的电压上升抑制在适当电压范围内，但是难以局部控制低压单相交流侧的各系统中的电压上升。在上述实施例中，由于可以在低压侧的单相交流侧设置STATCOM，所以能够局部控制低压单相交流侧的各系统(n₁、n₂、···n_m)中的电压上升。