绕线式异步电动机复式交流斩波调速

摘要

本发明的绕线式异步电动机复式交流斩波调速涉及电工技术领域。转子串电阻调速能量损失大，难于实现无级调速；含逆变环节的调速方案系统复杂、功率因数低、调速范围窄、不适合小功率电机使用；转子主回路含直流斩波环节的方案则所用自关断元件的电流容量大、可靠性较差。针对上述问题，本发明提出一个新的技术方案，即采用复式交流斩波器对转差电压实行斩波，借以改变转差电压的等效值实现无级调速，并收到节能效果更显著、功率因数更高、起动性能更好、机械特性更硬、调速范围更宽、自关断元件电流容量小和系统简单可靠的效果。本方案可用于各种规格的绕线式异步电动机大速比无极调速，并特别适合在经常有冲击负荷出现的场合使用。

说明书

一、技术领域

电工技术

二、背景技术

和同容量的鼠笼式异步电动机相比，绕线式异步电动机可以获得较小的起动电流和较大的起动转矩，并具有转速可调的特性。因此竟管其调速方法还不尽如人意，但仍然在国民经济的许多部门获得了广泛应用。

目前国内绕线式异步电动机的调速方法有以下几种：

1、转子串电阻调速这种调速方法是基于临界转差和转子的折合电阻呈正比关系。在调速过程中转差能量消耗在转子电阻上，因此效率低，机械特性软。由于不便通过多次切换来改变串联电阻值，所以难于实现无级调速，而有级调速则会产生电流冲击和机械振动。同时金属电阻电连接表面高温氧化和水电阻体积及水中电解质浓度变化，都会改变电阻值影响运行参数，所以需要经常校正。但由于系统简单和初期投资少，至今交流卷扬机和起重运输机械等需要较大起动转矩和频繁起、制动的设备还普遍采用。

这种调速方法的改进方案之一，是在转子串电阻的同时定子接入可控硅调压装置，以便在起动完成后通过定子调压实现无级调速。这种方案带来的负面影响是系统复杂程度增加，电机的过载能力降低，同时还会产生高次谐波污染电网和干扰通讯。

之二则是在转子串电阻后再串入可控硅装置，通过调节可控硅的导通角连续改变串入转子的等值电阻，借以实现无级调速。这种方法只适用于小功率不逆转的场合。

2、可控硅串级调速串级调速的实质是在电动机转子回路中串入和转子电势相位相反、数值连续可调的附加电势使转差电压发生改变。工作时转差电压经不控整流桥变成直流，然后通过电抗器进入可控硅逆变桥，把直流电压变成和电网同频率的交流电压后再由逆变变压器把电能返还电网。调节逆变角也就改变了所串入的反电势，从而也就改变了电动机的转速。这种调速方法效率比较高，自然调速特性也比较硬，并可以实现无级调速。

它的主要缺点是系统比较复杂，功率因数低，调速范围窄(经济调速比在2∶1以下)，且高端转速损失较大，致使电机的功率得不到充分利用，同时还潜在着因逆变“颠覆”导致严重短路的危险。又由于起动和停车都必须严格按一定的顺序进行，所以也不宜在频繁起、制动的场所使用。此外在运行中有高次谐波产生，会在一定程度上污染电网和干扰通讯。鉴于上述原因，串激调速一般仅用于中、大功率且调速范围较小的地方，如空气压缩机、泵和风机的电力拖动。

3、斩波器调节转子等效电阻调速和斩波式逆变串级调速绕线式异步电动机斩波调速是通过改变整流电压的占空比来改变转子电流的平均值以实现无级调速。斩波调速的优点是效率和功率因数高。

但当占空比很小时要保证在半周期内的平均电流不变，电流的幅值势必很大，同时电流对时间的变化率di/dt也会很高。因此有可能由于半导体斩波元件的硅片局部过热及回路电感产生的过电压太大而损坏元件。于是在早期出现了在斩波元件两端并联电阻的方案，通过连续改变占空比来连续改变转子的等效电阻值实现无级调速。当占空比为0时，转子电流经并联电阻形成回路，以获得所需的起动转矩、起动电流或运行的最低转速。这就是所谓的“斩波器调节转子等效电阻调速。”这种方法能量损失较大，所以中、大功率不宜使用。

与上述方法相似，近期有人将在斩波元件两端并联电阻改为并联一套逆变装置，并且将逆变角固定在最小位置上，这就是所谓的“斩波式逆变串级调速”。当占空比为1时斩波元件相当于短路，此时电动机按自然特性运行；当占空比减小到0时，斩波元件相似于断路，逆变器单独工作，电动机在最低转速下运行，连续改变占空比即可实现电动机无级调速。这种方案运行效率和功率因数都比较高。

但引入逆变环节后，系统更加复杂，同时还带来了逆变器“颠覆”的潜在危险。转子回路也在整流桥和斩波元件压降的基础上又增加了电感元件、逆变桥和逆变变压器压降，这些压降之和与电动机在高速时的转差电压相比，已经相差无几，所以必然导致高端转速出现较大的降落。

这种调速方法也含有直流斩波环节，即也在转子主回路的转差电压整流装置后面采用半导体自关断器件作斩波元件。当占空比等于1时，相当于把整流桥的输出短路。此时回路电压等于2.34倍转子相电压。流过斩波元件的电流则等于该电压除以两相的阻抗，其值等于转子相电流的1.17倍。由于半导体器件的过载能力很低，常按最大工作电流的1.5～2倍来选择元件的电流定额。而最大工作电流一般为电动机的起动电流。当需要重载起动或频繁起动时，都需要有较大的起动转矩，于是电动机的起动电流一般都设置在额定电流的2倍以上。这样斩波元件的额定电流就不小于转子额定相电流的3.5倍。

即使这样选择也不能保证元件的安全，这是因为普通电机在直接起动、堵转和逆变器“颠覆”时出现的冲击电流还远大于此。所以存在着因过电流保护失灵而导致元件热击穿的潜在危险。

由于受整流桥换相压降的影响和逆变器最小逆变角的限制，使该方案的功率因数还不够高，最低转速也不够低；又由于在将多余的转差能量送还电网的过程中伴随着能量损失，其节能效果也不尽如人意。正是由于上述种种原因，这种调速方法还有待于进一步改进。

三、发明内容

针对现有调速方法的上述缺陷，本发明提出了一个全新的绕线式异步电动机调速方案。即以自关断元件和含有直流激磁绕组的变压器组成复式斩波器对转差电压进行交流斩波，借以控制转差电压的等效电压达到无级调速的目标。并同时收到节能更显著、功率因数更高、起动性能更好、机械特性更硬、调速范围更宽、使用的自关断元件电流容量大幅降低、系统简单可靠和初期投资小的效果。

本发明的主要内容除绕线异步电动机交流斩波调速的原理和方法外即是复式交流斩波器的结构及其和绕线式异步电动机转子的联结方法、电动机转速的控制方法。现就上述内容分别说明如下。

1、调速原理若把转差电压的每半周期分成若干相等的时段t，每一时段内的通电时间为b(0≤b＜t)，这样就把转差电压斩割成了许多电压脉冲，如图2“时序及波形图”中的V_∑所示。当t很小时，脉冲的包络线与转差电压的波形相同，而脉冲面积A＝V_2msina·b，其中V_2m是转差电压的幅值，a＝0～π。

由采样理论可知，冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量系指窄脉冲的面积。据此，上述分割后的波形可用一幅值较小、周期相同的等效正弦波代替。设该等效正弦波形所分割的时段长度也等于t，每一时段均处于全通电状态，即其脉冲宽度b_cp＝t，又设等效波形的幅值为V_cpm，脉冲面积为A_cp，则有

A_CP＝V_cpm sina·b_cp＝V_cpm sina·t＝A＝V_2m sina·b，即V_cpm＝V_2mb/t。设占空比Z＝b/t，则V_cpm＝ZV_2m。也就是说，只要改变占空比Z就可以改变等效电压V_cp的大小。

假如增加占空比Z，等效电压V_cp上升，等效电流I_cp加大，于是转矩增大，电机转速上升；随之转差电压降低，Icp下降，当Icp等于占空比增大前的转子电流时，电动机在一个较原来为高的转速下稳定下来。反之亦然，于是实现了对电机转速的控制。

斩波后的转子回路电压/电流波形和等效电压/电流波形如图2中V_∑/I_∑和Vcp/Icp所示。

由于在每个脉冲周期的通电时刻几乎全部电磁能都转化成了电机输出轴端的机械能，而在脉冲周期的断电时间内则因电压为0而基本上无能量损失，因此斩波调速有很高的效率。

当未斩波时，由于存在转子漏感，当转差电压已经过渡到负半周时，电流却仍然保持原来的正方向一段时间不变，使得在这段时间内功率为负。即漏感在正半周从电网吸取的能量，在负半周又全部送还电网，致使转子功率因数CosΦ₂较低。

而在斩波之后，从V_∑/I_∑图可看出，转子从电网吸取的能量不再返还电网，因此CosΦ₂的数值有较大提高。从异步电动机的矢量图可知，随着转子功率因数角Φ₂减小，定子功率因数角Φ₁也将随之减小，所以斩波调速电动机有较高的功率因数。

2、复式交流斩波器的结构和交流斩波原理

1)复式交流斩波器的结构和联结方法为了实现对转差电压的分割，选择在转子回路间断地串入与转差电压相位相反、幅值相等的附加电势更为恰当。这样在斩波时转子回路的电流通道不会被截断，可借以释放漏感储能，使过电压受到抑制。同时电压脉冲的间隙也因此有少量电荷流动，从而起到降低电动机转矩脉动程度的作用。

基于这种观点的复式交流斩波器由三个结构完全相同的单相复式交流斩波器组成。其A相的结构方案如图1“绕线式异步电动机复式交流斩波调速原理图”(右)所示。它由二只自关断元件(IGBT或MOFET或GTO等)(T_A1、T_A2-)和二只二极管(D_A1、D_A2)及二对(R-C)阻容吸收装置组成直流斩波环节，由变压器(B)组成交流斩波环节。而变压器(B)设有一个带中间抽头的直流激磁绕组(ax)和一个交流绕组(AX)。

当自关断元件选择IGBT时，T_A1、T_A2的栅极通过连接线IGBTA1和IGBTA2分别接在栅极电阻R_G1和R_G2上；集电极均与直流电源E的正极相连；发射极则分别和D_A1、D_A2的正极接在一起。D_A1、D_A2的负极依次接在ax绕组的两端a和x上，ax的中间抽头则和直流电源E的负极连接。两对R-C分别并联在T_A1和T_A2的发射极和集电极之间。变压器的AX绕组的A端接在转子A相绕组MA₂的滑环HH_A的引出装置上，X端则和人工零点0′连接。

2)交流斩波原理从电路分析基础可知，变压器绕组的电感很大，激磁电流极小，可近似为无记忆无件，基本上不具备存储磁能的能力。所以，其一，将变压器的绕组串入电路后，对电路的功率因数影响甚微。其二，变压器的绕组一旦接入激磁电压U(t)，绕组两端就会感应电压且受公式的约束。式中r是绕组内组，i(t)是激磁电流。因为r和i(t)都很小，所以即感应电压基本上和激磁电压平衡。

这就是说，如果把变压器(B)的AX绕组接在电动机的滑环HH_A和人工零点0′之间，即有V_AO′≈V_AX(其中V_AO′为滑环HH_A和人工零点0′之间的压，V_AX为AX绕组的感应电压)，等于在转子回路中串入一个相位和转差电压相反的附加电势V_AX。由于变压器(B)的激磁电流很小，转子的漏抗相对于变压器(B)的激磁电抗可以忽略不计，所以V_AO′≈SE₂≈V_AX，即SE₂和V_AX的代数和近似为0。其中E₂是转差率S＝1时的转子相电势。

若此时按一定的占空比使变压器(B)的铁心在转差电压的正、负半周处于间断的磁饱和状态，由于铁心磁饱和后SE₂和V_AX的代数和将因V_AX≈0转而约等于SE₂，于是实现了按占空比对转差电压波形进行分割。

从上面的分析可知，只要斩波元件T_A1、T_A2驱动信号的占空比可以方便地进行调节，绕线式异步电动机就可以使用复式交流斩波器实现无级调速。

3、占空比可调的脉冲电压信号V_M和T_A1、T_A2的驱动信号

用于电动机调速的占空比要求较宽的调节范围，较快的反应速度和较高的调节精度。为满足上述要求，应借助于以单片计算机为控制核心的数字电路。现以电位器作主令元件，对调速精度有较高要求的转速控制系统为例，简要说明占空比可调的脉冲电压信号V_M及T_A1、T_A2驱动信号的获取方法，不涉及元件的具体参数和计算机的实际工作程序。

如图1(左)所示，转速控制系统由电源电路、单片计算机系统、同步电路和逻辑电路组成。

1)电源电路为各组件提供电源。

2)单片计算机系统用于产生占空比由主令电位器R_A控制的脉冲电压信号V_M。为获得较高的调速精度须引入由R_A-R_B主令信号发生器、f/V频率/电压转换模块及ST转速调节装置组成的转速闭环系统。其输出送8位A/D转换芯片U₂，经A/D转换所获得的数字信号则送单片机U₀的I/O口P3.6。

令电动机空转运行；调节f/V的增益，使转速负反馈处于某一深度；将电位器R_A、R_B均置于阻值最大处；调节R_B使A/D芯片的满度指示灯LED刚好亮。这样从0到最高转速就被分成256个档位。与之对应，把最大占空比(约等于1)的脉宽按阶差相等的原则分成256份，从1-256份逐一计算出定时器T₀的计时初值，并以表格的形式将此256个计时初值按从小到大的顺序依次存放在程序储存器的某一段连续地址内。定时器T₁则用于设置脉冲信号的周期长度t。这样就把脉冲宽度(对应电机转速)变成了位置的函数，使R_A的转角和脉冲宽度之间建立了一一对应的关系。

计算机将P3..6口的转速信息作为地址偏移量从表格中取出对应的脉宽计时初值送To，在计时起点将P1.0置1，当To溢出后将P1.0清0。待T1也溢出时再次从P3.6口读取转速信息，查表后又将P1.0置1。如此反复就可以实时将R_A发出的转速控制信息变成占空比可调的脉冲电压信号V_M，并从P1.0输出。

自关断元件的关断时间是基本不变的。脉冲周期越小虽然可以减少电动机转矩的脉动程度、降低高次谐波对电网的污染和对通讯的干扰，但同时却又使转差电压半周期内的总通电时间减少，从而使电机的高端转速下降。因此在选择脉冲周期长度t时应该根据实际情况，权衡利弊。当然也可以采用分段设置t值的方法，即在电动机较高转速段采用较大的t值。

V_M信号必须A、B、C三相共用，否则将引起人工零点0′飘移。

3)T_A1、T_A2的驱动信号由逻辑电路产生。

逻辑电路将V_M信号和同步电路(即零电平检测器)输出的相与后送U_5A，然后将功放后的信号注入驱动器1，以获得T_A1的驱动信号，使之在转差电压的正半周间断通导。而V_M和V_L1相与后送U_5B，然后将功放后的信号注入驱动器2，以获得T_A2的驱动信号，使之在转差电压的负半周间断通导。显然，T_A1、T_A2驱动信号的脉宽与V_M是相同的，因而也将随主令电位器R_A的转角变化而变化。

同步电路和逻辑电路都必须分相设置。

4、主要元器件定额

1)变压器(B)

变压器(B)首先必须是单相的，否则在直流激磁时会出现磁通“顶牛”现象，使磁通经空气形成回路，导致磁阻大幅增加。

变压器(B)的交流绕组AX的额定电流和绕线式异步电动机转子的额定电流相同；额定电压则等于转差率S＝1时的转子相电压E₂。

变压器(B)的直流激磁绕组ax所产生的磁势应使变压器B的铁心充分磁饱和。当ax绕组的半匝数和AX绕组的匝数相同时，ax绕组的额定电流宜取AX绕组激磁电流的2倍。

变压器(B)的容量则等于AX绕组额定电压和额定电流的乘积。在额定电压时，铁心宜接近磁饱和状态。而当电机需要反接制动时，铁心的截面则宜酌情加大，否则因SE₂＞E₂使激磁电流增加，变压器(B)将不再是无记忆元件，致使制动时的功率因数降低和制动电流的无功分量增加。

2)自关断元件T_A1、T_A2及二极管D_A1、D_A2

由于T_A1、T_A2、D_A1、D_A2均为半周期通电，所以它们的额定电流应为ax绕组额定电流的一半并乘以1.5倍安全系数，即为AX绕组激磁电流的1.5倍；额定电压则等于在AX绕组处于最高电压和T_A1、T_A2关断时ax绕组端电压的一半与直流电源电压之和，并再乘以3倍安全系数。

5、可行性分析

1)绕线式异步电动机可以在较小的起动电流下获得较大的起动转矩，这是同容量的鼠笼式异步电动机难于取代的，因此绕线式异步电动机将作为异步电动机的一个分支长期存在。

2)复式交流斩波调速(以下简称新方案)性/价比更高。

a、比斩波式逆变串级调速有更好的节能效果。如前所述，这是因为把多余的转差能量返送电网的过程中伴随着能量损失，而新方案则只吸取所需要的能量。

b、比斩波式逆变串级调速有更高的功率因数。这是由于新方案不需要整流和逆变。

c、调速范围更宽。这是源于变压器有很高的过载能力，允许在极低的占空比下长期运行，所以转速低端可以从0起调；又因为新方案不需要整流和逆变，不存在相应的管压降，所以高端更接近空载转速。

d、有更好的起动性能。新方案在起动时的功率因数要比其它方案更高，因而在相同的定子电压和定子电流下，转子可以获得更大的有功功率。而转子的有功功率等于转矩和角速度的乘积，故在相同的角速度下能获得更大的起动转矩。又因为变压器有很高的过载能力，所以当电源和线路条件允许时，电动机可以直接起动。

e、和串级调速相仿，新方案也是通过在转子电路中串入反电势调速，因而也和串级调速相似，有较硬的机械特性。但由于新方案的效率更高，所以机械特性也更硬。

f、新方案允许电动机在四个象限工作，应用范围广。且在作制动运行时能将动能转化为电能馈送至电网，更经济。

g、新方案所使用的自关断元件的电流容量要比转子主回路具有直流斩波环节的方案小。如前所述，在转子主回路的直流斩波环节中，自关断元件的电流定额不小于转子额定电流的3.5倍。当采用复式交流斩波调速时，自关断元件的电流定额是AX绕组激磁电流的1.5倍。而AX绕组的激磁电流仅为AX绕组额定电流(即转子额定电流)的0.01-0.1倍(较小的数值用于容量较大的变压器)，所以新方案单个自关断元件的电流容量约为其它方案的1/240～1/24，总容量则约为1/40～1/4。

目前MOSFET元件的最大电流容量只有100A；GTO元件的驱动电流高达其额定电流的1/5；IBGT元件则因制造工艺复杂价格昂贵。另一方面，元件的电流越小，其散热方法和安装方法都比较简单。因此减小自关断元件的电流容量具有一定的现实意义。

j、和其它方案不同，新方案转子主电路采用变压器斩波，其过载能力很强，允许承受冲击电流的时间比半导体自关断元件长若干倍。新方案的自关断元件处于直流激磁回路中，负荷小而稳定，不存在过电流击穿的可能，因此大大提高了运行的可靠性。

k、由于转子等效电压、电流的包络线都接近于正弦波，所以新方案对电网的污染和对通讯的干扰都比较小。

L、因为新方案系统小而简单，制造成本和运行成本低廉。

3)也由于系统简单和电路简洁、所用元器件均为常规件，易买易造，所以可制造性和可维修性均好。

四、附图说明

1、图1为“绕线式异步电动机复式交流斩波调速原理图”。图1(右)示出了复式交流斩波器A相的工作原理。B相和C相与之相同。直流电源E，三相共用。

图中各标号的含义和各元器的名称及作用，已在第三章第2节复式交流斩波器的结构和交流斩波原理中说明，不重述。

图1(左)下方是控制电路电源。其中Vcc供单片机U₀、看门狗芯片U₁、A/D转换芯片U₂、转速调节装置ST、频率/电压转换模块f/v、非门U₃、二输入端与门U₄、功放芯片U₅、LED指示灯及零电平检测器使用；+12V电源供主令信号装置R_A-R_B和驱动器使用；-8V电源则供零电平检测器和驱动器使用。

图1(左)的左上方是单片机系统，它的功能是产生占空比由主令信号控制的脉冲信号V_M，由f/v、R_A-R_B、ST、U₂、U₁和U₀组成。

图1(左)的右上方是逻辑电路，它将零电平检测器的输出信号V_LJA和脉冲信号V_M加工成直流激磁所需的驱动信号，由U₃、U₄和U₅组成。

2、图2为“时序及波形图”。

V_A0′为转子A相滑环HH_A处和人工零点0′之间的电压波形。

V_LJA是转子A相零电平检测器的输出波形。它和V_M相与后作转差电压负半周期间T_A2的驱动信号。

是V_LJA的反相波形。它同V_M相与后作转差电压正半周期间T_A1的驱动信号。

V_M是占空比可调的脉冲信号。V_M的周期为t，脉宽为b，0≤b＜t。

V+/I+和V-/I-分别是变压器(B)ax绕组在转差电压正、负半周的直流激磁电压和电流。

V_AX为变压器(B)AX绕组的端电压。T_A1、T_A2同时截止时，V_AX≈V_A0′≈SE₂。

V_∑是转子主回路电压，数值上约等于SE₂和V_AX的代数和。I_∑是转子电流，当占空比较小时I_∑是间断的，当占空比较大时I_∑是连续的，图中I_∑则处于临界状态。

V_CP和I_CP分别是V_∑和I_∑的等效电压和等效电流。

五、具体实施方式

1、本方案可以取代现行的各种绕线式异步电动机调速方案。

2、本方案可用于各种电压等级和各种功率等级的绕线式异步电动机作大速比无级调速。

3、本方案特别适合在经常有冲击负荷出现的场合使用。