导航信号的恒包络复用方法、生成装置以及接收方法

摘要

导航信号的恒包络复用方法、生成装置以及接收方法，利用基带扩频信号产生器生成各个信号分量的基带扩频信号，将各路基带扩频信号在多路复用波形产生器进行多路波形复用，生成多路复合后的同相基带波形和多路复合后的正交基带波形，再用载波生成器生成相位彼此正交的两路载波，并分别与多路复合后的同相基带波形和多路复合后的正交基带波形相乘并相加，从而得到满足恒包络条件的射频信号，接收时该信号分量的射频信号对其进行滤波、放大、变频、数模转换，最后对数字中频信号进行相应的数字信号处理实现解调，本发明实现了两个频点的多个信号分量合成为一个恒包络信号，且可以为其中的导频信道信号分量分配更多的信号功率，测距性能大幅提升。

说明书

技术领域

本发明属于卫星定位及导航领域，尤其适用于以DSSS信号作为测距信 号的全球导航卫星系统，涉及导航信号的恒包络复用方法、生成装置以及接 收方法。

背景技术

随着全球导航卫星系统(GNSS)的持续建设，导航服务需求在不断扩 展。各卫星导航系统在同一频段上播发的信号数量越来越多，使得原本有限 的卫星导航频谱变得愈加拥挤。随着同一系统在同一频段内播发信号数量的 增加，卫星载荷的复杂度不断提高。

如果一个频段内的不同服务信号使用彼此独立的发射天线及放大器链 路，对天线设计的要求以及载荷的总功率、成本、体积、重量等方面都会带 来较大的代价。因此，希望能够将多个信号在一个载波上进行复用合成。而 同时，在卫星发射功率受限的情况下，为了在接收端维持足够的接收功率， 希望星上的高功率发射机具有尽可能高的功率效率。这就要求卫星上的高功 率放大器(HPA)要工作在非线性饱和区。但当HPA在饱和点附近时，如果 输入信号不具有恒定的包络，那么输出分量会产生幅度调制和幅相转换等畸 变，造成发射信号的幅相失真，对接收端的性能造成很大的影响。因此需要 保证合成信号的恒包络特性。

对于同一频点上的多个DSSS信号的恒包络复用，已有一些成熟的技术， 例如，可以将两个不同的DSSS信号放置在载波的两个相互正交的相位上从 而构成一个QPSK信号进行发射。早期的GPS中，L1频点的C/A码信号和 P(Y)码信号的恒包络复用就是以这种方式实现的。但当信号数目增多时，就 需要使用一些更为复杂的恒包络复用技术，例如美国专利US6430213、美国 专利US 2002/0075907 A1、美国专利US 2002/0150068 A1、以及美国专利 US 2011/0051783 A1等等。但上述的这些技术主要针对同一频点上的多个信 号分量的恒包络复用。

对于一些特定的系统建设要求以及应用需求，希望将两个不同频点上的信 号进行恒包络复用。例如系统更新换代期间对信号中心频点调整的平稳过渡， 或是两个相隔很近的频点搭载多组内容互为补充的服务信息等等。一个代表性 的实际应用案例便是欧洲伽利略(Galileo)系统在E5频段的信号所采用的恒包 络AltBOC调制技术(美国专利US 2006/0038716 A1)。这种技术将两个相隔 30.69MHz的频点(E5a：1176.45MHz、E5b：1207.14MHz)上分别调制的两组 BPSK-R(10)信号复用成一个中心频点在1191.795MHz上的复合8PSK信号。这 种技术所带来的好处首先是节约了卫星载荷上的发射机个数，其次构造出了一 个宽带的复合信号，使得接收机既可以以窄带方式对E5a和E5b上的信号分量 分别接收处理，也可以采用宽带接收的方式处理整个复合信号，以获得更好的 测距性能。中国北斗系统的全球信号在B2频段上也计划使用类似的双频恒包络 复用技术，将B2a(1176.45MHz)上的两个服务信号和B2b(1207.14MHz)上 的两个服务信号复合成一个中心频点在1191.795MHz上的混合信号。一种称为 时分复用AltBOC(TD-AltBOC)的方式(中国专利公开号CN102209056A)曾 被考虑使用在B2上，通过将同一频点上的两个信号分量时分复用来降低采用复 用的总的信号分量数，之后的实现方式与两信号分量时的AltBOC相同。但这种 技术所使用的时分复用显著恶化了B2信号与同一频段上的伽利略E5信号以及 GPS L5信号之间的多址性能。而且AltBOC以及TD-AltBOC中，几个参与复用 的信号分量的功率必须是相等的。技术上的这种限制降低了AltBOC和 TD-AltBOC使用的灵活性。众所周知，在GNSS系统中，由于测距是信号的首 要目的，信号体制设计中更倾向于为导频信道分配比数据信道更多的功率，以 提高伪距测量以及载波相位跟踪的精度和稳健性，而且信号分量采用不同的扩 频码片波形(例如BPSK-R、正弦相位BOC、余弦相位BOC、TMBOC、QMBOC 等)会在接收机中呈现出不同的捕获、跟踪、解调性能，因此有必要为GNSS 信号体制提供一种比AltBOC技术更为灵活的双频恒包络复用技术，使得各信号 分量之间的功率比可以自由选取，同时各信号分量所使用的扩频码片波形可以 灵活选择。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种导航信号的 恒包络复用方法、生成装置以及接收方法，可以实现两个频点上小于等于四 个信号分量以任意功率比进行的恒包络复用，不仅各信号分量之间的功率比 可以自由选取，同时各信号分量所使用的扩频码片波形可以灵活选择，而且 接收处理方式灵活。本发明可以应用在利用无线电完成的卫星定位、导航系 统中，以及包括使用伪卫星的定位导航系统中，尤其适用于以DSSS信号作 为测距信号的GNSS。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：

导航信号的恒包络复用方法，包括如下步骤：

首先，生成各个信号分量的基带扩频信号s_i(t)，i＝1，2，3，4，s₁(t)和s₂(t)载 波相位彼此正交，s₃(t)和s₄(t)载波相位彼此正交；

其次，在频率为f_M的驱动时钟的驱动下将各路基带扩频信号s_i(t)进行多 路波形复用，根据t时间段内的s_i(t)的符号s_i，n∈{+1，-1}的取值，生成多路复合 后的同相基带波形I(t)和多路复合后的正交基带波形Q(t)，其中，f_M为s_i(t)的 符号最小保持时间的倒数的最小公倍数，以确保每一s_i(t)的符号翻转点都与 f_M同步，t∈[n/f_M，(n+1)/f_M)，n是大于等于零的整数，在t时间段内s_i(t)的符 号s_i，n∈{+1，-1}保持不变；

最后，在频率为f_P＝(f₁+f₂)/2的载波驱动时钟驱动下，利用载波生成器 生成相位彼此正交的两路载波cos(2πf_Pt)和sin(2πf_Pt)，并分别与多路复合后的 同相基带波形I(t)和多路复合后的正交基带波形Q(t)相乘并相加，从而得到满 足恒包络条件的射频信号S_RF(t)，其中，f₁为s₁(t)和s₂(t)在最终调制到射频上 的恒包络复合信号中的中心频点，f₂为s₃(t)和s₄(t)在最终调制到射频上的恒包 络复合信号中的中心频点。

所述基带扩频信号s_i(t)的生成过程如下：

对于参与恒包络复用的第i个信号分量，将信源产生的信息流通过 编码产生二进制的数据码流在频率为的扩频序列驱动时钟 驱动下，利用扩频序列发生器产生一个高速二进制扩频序列与进 行模二加后，经过码片赋形得到基带扩频信号s_i(t)。

所述s_i(t)的符号最小保持时间为其中K_i为正整数，指二进制编 码符号波形在一个码片持续时间内分成K_i等份。

所述多路复合后的同相基带波形I(t)和多路复合后的正交基带波形Q(t) 为：

在上式中，f_s＝(f₁-f₂)/2，sgn是符号函数，有

$\mathrm{sgn}\left(x\right)=\begin{array}{}\end{array}\left(\begin{array}{cc}+1,& x\ge 0\\ -1,& x<0\end{array}\right)$

而

$A(s_{1,n},s_{2,n},s_{3,n},s_{4,n})\stackrel{\Delta }{=}\sqrt{{(\sqrt{c_1}{s}_{1,n}+\sqrt{c_3}{s}_{3,n})}^2+{(\sqrt{c_2}{s}_{2,n}-\sqrt{c_4}{s}_{4,n})}^2}$

$A^{\prime }(s_{1,n},s_{2,n},s_{3,n},s_{4,n})\stackrel{\Delta }{=}\sqrt{{(\sqrt{c_1}{s}_{1,n}-\sqrt{c_3}{s}_{3,n})}^2+{(\sqrt{c_2}{s}_{2,n}+\sqrt{c_4}{s}_{4,n})}^2}$

式中的atan2是四象限反正切函数，有

$a\tan 2(y,x)=\left(\begin{array}{cc}\arccos \left(\frac{y}{\sqrt{x^2+y^2}}\right),& x\ge 0,\sqrt{x^2+y^2}>0\\ -\arccos \left(\frac{y}{\sqrt{x^2+y^2}}\right),& x<0\\ 0,& \sqrt{x^2+y^2}=0\end{array}\right).$

所述信号分量中有任一个或任两个或任三个的发射功率为零。

本发明同时提供所述导航信号的恒包络复用方法的一种生成装置，包括 用于产生基带扩频信号s_i(t)的基带扩频信号产生器(1)，i个基带扩频信号 产生器(1)的输出接多路复用波形产生器(9)，多路复用波形产生器(9) 的输出接载波生成器(10)，载波生成器(10)的一路载波cos(2πf_Pt)与多路 复用波形产生器(9)输出的多路复合后的同相基带波形I(t)一起输入至第一 乘法器(11)，载波生成器(10)的另一路载波sin(2πf_Pt)与多路复用波形产 生器(9)输出的多路复合后的正交基带波形Q(t)一起输入至第二乘法器(12)， 第一乘法器(11)与第二乘法器(12)的输出接加法器(13)。

所述基带扩频信号产生器(1)包括信源(2)，信源(2)的输出接编码 器(3)，还包括接扩频序列驱动时钟(8)的扩频序列发生器(4)，编码器 (3)的输出和扩频序列发生器(4)的输出接模二加法器(5)，接模二加法 器(5)的输出接码片赋形器(6)。

本发明一种具体生成装置，包括数据信息产生器(22)，其产生的四路 信号接入四个驱动扩频调制器(24-1、24-2、24-3、24-4)，驱动扩频调制器 (24-1、24-2、24-3、24-4)的输出接入相应的扩频码片赋形器(26-1、26-2、 26-3、26-4)，扩频码片赋形器(26-1、26-2、26-3、26-4)的四路输出接入 I支路状态选择器(27)，扩频码片赋形器(26-1、26-2、26-3、26-4)的四 路输出还接入Q支路状态选择器(28)，

I支路状态选择器(27)中执行

$A=\sqrt{{(\sqrt{c_1}{s}_1\left(t\right)+\sqrt{c_3}{s}_3\left(t\right))}^2+{(\sqrt{c_2}{s}_2\left(t\right)-\sqrt{c_4}{s}_4\left(t\right))}^2}$

计算并将结果输出至第一复合信号发生器(31)；

Q支路状态选择器(28)中执行

$A^{\prime }=\sqrt{{(\sqrt{c_1}{s}_1\left(t\right)-\sqrt{c_3}{s}_3\left(t\right))}^2+{(\sqrt{c_2}{s}_2\left(t\right)+\sqrt{c_4}{s}_4\left(t\right))}^2}$

计算并将结果输出至第二复合信号发生器(32)；

第一复合信号发生器(31)的输出与第一载波发生器(37)的输出接第 一乘法器(33)，第一复合信号发生器(31)的输出与第一载波发生器(37) 的输出还经π/2移相电路(35)后接入第二乘法器(34)，第一乘法器(33) 与第二乘法器(34)的输出接第一加法器(38)。

本发明同时提供所述导航信号的恒包络复用方法得到的射频信号的接收 方法。

当对某一信号分量单独接收时：

首先接收该信号分量的射频信号对其进行滤波放大，其中滤波中心频率 设在该信号分量的中心频点处，然后将要处理的信号分量的载频变换到相应 的中频，再进行数模转换完成信号的采样与量化，最后对转换后的数字中频 信号进行相应的数字信号处理实现解调。

当对整个复合信号作为一个整体进行接收处理时：

第一步，接收复合射频信号对其进行滤波放大，滤波器的中心频率设在 (f₁+f₂)/2；

第二步，将要处理的信号分量的载频变换到相应的中频，再进行数模转 换完成信号的采样与量化；

第三步，将转换后的数字中频信号分别与同相载波和正交载波相乘，得 到同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)；

第四步，将转换后的数字中频信号在数字信号处理器中生成经过扩频码 片赋形后的四个信号分量的扩频序列，在每一时刻，根据这四个信号分量的 本地复现基带二值信号所有可能的取值组合，对应每一种组合生成相应的本 地复现同相基带波形和本地复现正交基带波形记取值组合的个数 为g，g≤16，对于g种取值组合中的每一种特定情况和的生成规则为

其中，

f_s＝(f₁-f₂)/2

$A({\tilde{s}}_1^{\left(q\right)},{\tilde{s}}_2^{\left(q\right)},{\tilde{s}}_3^{\left(q\right)},{\tilde{s}}_4^{\left(q\right)})\stackrel{\Delta }{=}\sqrt{{(\sqrt{c_1}{\tilde{s}}_1^{\left(q\right)}+\sqrt{c_3}{\tilde{s}}_3^{\left(q\right)})}^2+{(\sqrt{c_2}{\tilde{s}}_2^{\left(q\right)}-\sqrt{c_4}{\tilde{s}}_4^{\left(q\right)})}^2}$

$A^{\prime }({\tilde{s}}_1^{\left(q\right)},{\tilde{s}}_2^{\left(q\right)},{\tilde{s}}_3^{\left(q\right)},{\tilde{s}}_4^{\left(q\right)})\stackrel{\Delta }{=}\sqrt{{(\sqrt{c_1}{\tilde{s}}_1^{\left(q\right)}-\sqrt{c_3}{\tilde{s}}_3^{\left(q\right)})}^2+{(\sqrt{c_2}{\tilde{s}}_2^{\left(q\right)}+\sqrt{c_4}{\tilde{s}}_4^{\left(q\right)})}^2}$

c_i(i＝1，2，3，4)为相应信号分量所期望的功率比；

第五步，将每一组本地复现同相基带波形分别与同相基带信号SI(t) 和正交基带信号SQ(t)信号相乘，并将结果进行长度为TI的相干积分，分别 得到第q组(q＝1，2，...，g)的第一同相相关值corr1I_q和第一正交相关值corr1Q_q； 每一组本地复现正交基带波形也分别与同相基带信号SI(t)和正交基带 信号SQ(t)信号相乘，并将结果进行长度为TI的相干积分，分别得到第q组 (q＝1，2，...，g)的第二同相相关值corr2I_q和正交相关值corr2Q_q；

第六步，将第一同相相关值corr1I_q和第一正交相关值corr1Q_q，第二同 相相关值corr2I_q和第二正交相关值corr2Q_q按以下规则进行组合：

$\left(\begin{array}{c}{I}_q^{\prime }=\mathrm{corr}2I_q+\mathrm{corr}1Q_q\\ Q_q^{\prime }=\mathrm{corr}1I_q-\mathrm{corr}2Q_q\end{array}\right)$

得到第q组的同相组合相关值I′_q和正交组合相关值Q′_q；

第七步，取所有q组中满足最大取值的一组I′_q和Q′_q，对I′和Q′即 可以使用传统的捕获方法及跟踪环路进行处理。

与现有技术相比，本发明将两个频点的多个信号分量合成为一个恒包络 信号，不仅充分利用了有限的带宽，而且使得中低端接收机既可以以较窄的 接收带宽和较低的基带处理复杂度对信号进行处理以获得基本的测距性能， 同时允许高端接收机以较宽的接收带宽和较高的处理复杂度换取更加优异的 测距精度。而且，与AltBOC技术相比，本发明打破了四个信号分量必须等 功率的苛刻限制，可以为其中的导频信道信号分量分配更多的信号功率，从 而改进各信号分量分别接收时的测距性能。

附图说明

图1为本发明基带扩频信号产生过程示意图。

图2为本发明射频信号产生过程示意图。

图3为本发明实施例一种恒包络信号发射机组成框图。

图4为本发明实施例中当四个信号分量功率比为c₁∶c₂∶c₃∶c₄＝1∶2∶3∶8情况 下复合基带信号的Fresnel图。

图5为本发明实施例复合基带信号的功率谱密度。

图6为本发明信号接收过程示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。

在卫星导航系统中，接收机需要利用扩频码频繁反转的相位进行测距， 同时也需要解调信号中调制的电文信息以获得星历信息和系统播发的其它信 息。因此发射的每一个信号分量中都包含二进制的数据码流以及扩频码。对 于一些服务信号，可能含有没有电文调制的导频信道，对于这种情况，这一 信道的信号分量上的数据码流可以看作是恒定值0或者1。

本发明的导航信号的恒包络复用方法，最多可以实现两个频点上的四个 信号分量的恒包络复用，记这两个频点分别为f₁和f₂，并设f₁＞f₂。当参与恒 包络复用的信号数量为4时，这4个信号分量中有两个(记为s₁(t)和s₂(t)) 的中心频点在f₁，载波相位彼此正交，另外两个信号分量(记为s₃(t)和s₄(t)) 的中心频点在f₂，载波相位彼此正交。四个信号分量所期望的功率比为 c₁∶c₂∶c₃∶c₄，其中c_i≥0(i＝1，2，3，4)但不全为零。

由于本发明的各信号分量功率比任意，甚至一些信号的功率可以为零， 所以易于理解，发射信号数小于4的情况等同于有一些信号分量的发射功率 被设为零的情况。在以下的描述中，为简便起见，按照发射的信号分量数为 4的情况对本发明的原理进行描述。

本发明恒包络复用方法包括如下步骤：

首先，如图1所示，生成各个信号分量的基带扩频信号s_i(t)：对于参与恒 包络复用的第i(i＝1，2，3，4)个信号分量，将由信源2产生的信息流通过编 码器3编码产生二进制的数据码流在频率为的扩频序列驱 动时钟8的驱动下，利用扩频序列发生器4产生一个高速二进制扩频序列 与在模二加法器5中进行模二加后，经过码片赋形器6完成码片 赋形，得到基带扩频信号7，记为s_i(t)。

基带扩频信号s_i(t)在数学上可以表示为：

$s_i\left(t\right)=\underset{n=-\infty }{\overset{+\infty }{\Sigma }}{(-1)}^{d_n^{\left(i\right)}\oplus b_n^{\left(i\right)}}{p}_i(t-\frac{n}{f_c^{\left(i\right)}}),$

其中表示模二加操作，p_i(t)是第i个信号分量所使用的扩频码片波形， 持续时间为限定|p_i(t)|≡1。可知|s_i(t)|≡1。

每一信号分量的扩频序列之间都具有良好的正交性，所使用的扩频码片 波形p_i(t)的持续时间可以相同也可以不同，而且波形形状可以相同也可 以不同。但这些扩频码片波形p_i(t)都被限制为二进制编码符号(BCS)波形。 这种波形在一个码片持续时间内分成K_i等份，其中K_i为正整数，每一等份中 的波形幅度可以取+1也可以取-1。关于BCS波形的详细描述可以参见C.J. Hegarty，J.W.Betz，and A.Saidi，“Binary Coded Symbol Modulations for GNSS，”in ION 60th Annual Meeting，Dayton，OH，2004，pp.56-64。现有GNSS 系统所使用的BPSK-R调制、BOC调制、TMBOC调制的扩频码片波形都是 BCS波形的特例。由于每个p_i(t)的保持时间为而这个BCS波形又在 一个码片持续时间内分成K_i等份，因此s_i(t)的符号最小保持时间为接着，如图2所示，在频率为f_M的驱动时钟的驱动下将各路基带扩频信 号s_i(t)送入多路复用波形产生器9进行多路波形复用，其中，f_M为的最小公倍数，可以确保每一s_i(t)的符号翻转点都是与f_M同步 的，在t∈[n/f_M，(n+1)/f_M)时间段内(n是大于等于零的整数)，s_i(t)的符号 s_i，n∈{+1，-1}是保持不变的，根据t时间段内的s_i(t)的符号取值，生成多路复合 后的同相基带波形I(t)和多路复合后的正交基带波形Q(t)，其中：

在上式中，f_s＝(f₁-f₂)/2，sgn是符号函数，有

$\mathrm{sgn}\left(x\right)=\begin{array}{}\end{array}\left(\begin{array}{cc}+1,& x\ge 0\\ -1,& x<0\end{array}\right)$

而

$A(s_{1,n},s_{2,n},s_{3,n},s_{4,n})\stackrel{\Delta }{=}\sqrt{{(\sqrt{c_1}{s}_{1,n}+\sqrt{c_3}{s}_{3,n})}^2+{(\sqrt{c_2}{s}_{2,n}-\sqrt{c_4}{s}_{4,n})}^2}$

$A^{\prime }(s_{1,n},s_{2,n},s_{3,n},s_{4,n})\stackrel{\Delta }{=}\sqrt{{(\sqrt{c_1}{s}_{1,n}-\sqrt{c_3}{s}_{3,n})}^2+{(\sqrt{c_2}{s}_{2,n}+\sqrt{c_4}{s}_{4,n})}^2}$

式中的atan2是四象限反正切函数，有

$a\tan 2(y,x)=\left(\begin{array}{cc}\arccos \left(\frac{y}{\sqrt{x^2+y^2}}\right),& x\ge 0,\sqrt{x^2+y^2}>0\\ -\arccos \left(\frac{y}{\sqrt{x^2+y^2}}\right),& x<0\\ 0,& \sqrt{x^2+y^2}=0\end{array}\right)$

最后，在频率为f_P＝(f₁+f₂)/2的载波驱动时钟驱动下，利用载波生成器 10生成相位彼此正交的两路载波cos(2πf_Pt)和sin(2πf_Pt)，并分别与多路复合后 的同相基带波形I(t)和多路复合后的正交基带波形Q(t)相乘并相加，从而得到 满足恒包络条件的射频信号16，记为S_RF(t)。

不难验证，S_RF(t)是满足恒包络条件的，因为

$\left|S_{\mathrm{RF}}\left(t\right)\right|=\sqrt{I^2\left(t\right)+Q^2\left(t\right)}=\sqrt{c_1+c_2+c_3+c_4}$

是一个不随时间变化的常数。

本发明导航信号的恒包络复用方法的一种生成装置，结构也在图1和图 2中体现，包括用于产生基带扩频信号s_i(t)的基带扩频信号产生器1，基带扩 频信号产生器1包括信源2，信源2的输出接编码器3，还包括接扩频序列驱 动时钟8的扩频序列发生器4，编码器3的输出和扩频序列发生器4的输出接 模二加法器5，接模二加法器5的输出接码片赋形器6。

i(i＝1，2，3，4)个基带扩频信号产生器1的输出接多路复用波形产生器9， 多路复用波形产生器9的输出接载波生成器10，载波生成器10的一路载波 cos(2πf_Pt)与多路复用波形产生器9输出的多路复合后的同相基带波形I(t)一 起输入至第一乘法器11，载波生成器10的另一路载波sin(2πf_Pt)与多路复用 波形产生器9输出的多路复合后的正交基带波形Q(t)一起输入至第二乘法器 12，第一乘法器11与第二乘法器12的输出接加法器13。

参照图3，本发明给出了本发明恒包络信号的一个具体生成实例，各模 块的驱动时钟均由基准频率时钟f₀分频或倍频生成。

首先，基准频率时钟20经过频率转换器21转换为频率为f_D的数据驱动 时钟，驱动数据信息产生器22生成四路二进制电文数据。如果有些应用中需 要导频信道，则相应的那路电文数据恒为0或1不变。基准频率时钟经过频 率转换器23-1、23-2、23-3、23-4分别转换为频率为f_c1、f_c2、f_c3、f_c4的驱动 时钟，分别驱动扩频调制器24-1、24-2、24-3、24-4产生四路二进制扩频序 列，各自的扩频码速率分别为f_c1、f_c2、f_c3、f_c4。每一个扩频码速率都是f_D的 正整数倍。

数据信息产生器22生成的四路电文数据分别送入扩频调制器24-1、 24-2、24-3、24-4，与扩频序列进行模二加运算。模二加操作后的结果分别 送入扩频码片赋形器26-1、26-2、26-3、26-4。扩频码片赋形器由时钟20分 别经过频率转换器25-1、25-2、25-3、25-4转换为频率为f_sc1、f_sc2、f_sc3、f_sc4的副载波驱动时钟驱动，对输入的调制有电文信息的扩频序列进行BCS码片 赋形，输出结果分别记为s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)。f_sc1＝K₁f_c1，f_sc2＝K₂f_c2， f_sc3＝K₃f_c3，f_sc4＝K₄f_c4，其中K₁、K₂、K₃、K₄均为大于等于1的整数。

时钟20经过频率转换器29转变为频率f_M的驱动时钟，驱动I支路状态 选择器27和Q支路状态选择器28。f_M大于f_sc1、f_sc2、f_sc3、f_sc4的最小公倍 数f_κ，且有f_M＝Mf_κ，M为正整数。可以确保每一s_i(t)(i＝1，2，3，4)的符 号翻转点都是与f_M同步的。在t∈[n/f_M，(n+1)/f_M)时间段内，s_i(t)的符号 s_i，n∈{+1，-1}是保持不变的。

s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)送入I支路状态选择器27，状态选择器27根据 当前时隙内s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的符号组合计算I支路基带复合信号的幅 度A和相位偏移计算规则为

$A=\sqrt{{(\sqrt{c_1}{s}_1\left(t\right)+\sqrt{c_3}{s}_3\left(t\right))}^2+{(\sqrt{c_2}{s}_2\left(t\right)-\sqrt{c_4}{s}_4\left(t\right))}^2}$

时钟20经过频率转换器30转变为频率f_s的驱动时钟，驱动第一复合信 号发生器31产生频率为f_s的方波副载波，I支路状态选择器27将复合信号的 幅度A和相位偏移值送入第一复合信号发生器31，控制第一复合信号发生 器31产生的方波副载波幅度和相位偏移，即第一复合信号发生器31的输出 可以表示为

s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)送入Q支路状态选择器28，状态选择器28根据 当前时隙内s₁(t)、s₂(t)、s₃(t)、s₄(t)的符号组合计算Q支路基带复合信号的 幅度A′和相位偏移计算规则为

$A^{\prime }=\sqrt{{(\sqrt{c_1}{s}_1\left(t\right)-\sqrt{c_3}{s}_3\left(t\right))}^2+{(\sqrt{c_2}{s}_2\left(t\right)+\sqrt{c_4}{s}_4\left(t\right))}^2}$

频率f_s的驱动时钟驱动第二复合信号发生器32产生频率为f_s的方波副载 波，Q支路状态选择器28将复合信号的幅度A′和相位偏移值送入第二复合 信号发生器32，控制第二复合信号发生器32产生的方波副载波幅度和相位 偏移，即第二复合信号发生器32的输出可以表示为

基准时钟20经过频率转换器36转变为频率f_P的驱动时钟，驱动第一载 波发生器37产生频率为f_P的载波，载波信号被分为两个分支，其中分支40 与第一复合信号发生器31的输出送入第一乘法器33，另一个分支41经过π/2 移相电路35后变为与分支40的相位正交的载波，与第二复合信号发生器32 的输出送入第二乘法器34，两路乘法器的输出送入第一加法器38相加，得 到本发明生成的恒包络复合信号39。

图4给出了当c₁∶c₂∶c₃∶c₄＝1∶2∶3∶8情况下复合基带信号的Fresnel图，可见 此时的复合信号是一个16-PSK信号，但星座点间隔不均匀。随着c₁∶c₂∶c₃∶c₄取 其它的比值，星座点的个数以及星座点分布也可能与本实施例不同。

图5给出了当c₁∶c₂∶c₃∶c₄＝1∶2∶3∶8，f_c1＝f_c2＝f_c3＝f_c4＝10.23MHz，各信号分 量均采用矩形脉冲扩频波形(即BPSK-R调制)，f_s＝15.345MHz情况下复合 基带信号的功率谱密度(PSD)。在PSD中，同一频点上的两个信号分量叠 加在一起无法分辨，但以f₁为中心频率的上边带主瓣51的功率比以f₂为中心 频率的下边带主瓣50功率约低5.5dB，正好对应着本实施例中上边带信号分 量总功率与下边带信号分量总功率之比为(c₁+c₂)/(c₃+c₄)＝3/11(-5.6dB)的设 计指标。可见本发明的复合信号生成方法可以实现四个信号分量以不同的功 率比进行恒包络复用的效果。

本发明同时提供了所产生恒包络信号的接收方法，由于该恒包络信号由 小于等于四路基带扩频信号复合而成，因此这小于等于四路基带扩频信号的 扩频码之间具有良好的正交性。对于这个复合信号的接收处理，接收机可以 对其中的每一信号分量单独接收处理，也可以将整个复合信号看作一个整体 进行接收处理。同发射方法的描述，这里的描述以信号中包含四路基带扩频 信号的情况为例。可以理解，对于基带扩频信号小于四路的情况，可以看作 是在功率比设定中，某些c_i取零的特例。

参照图6，对某一信号分量单独接收时，具体步骤如下：

第一步，接收机通过天线61接收信号60；

第二步，天线61将接收到的信号60馈入到滤波放大单元62，滤波放大 单元62完成对信号60的滤波，以用于阻挡强干扰信号和带外噪声，以及对 信号60的放大；如果要处理上边带的s₁(t)或者s₂(t)信号分量，滤波器的中心 频率设在f₁附近，带宽大于等于希望接收的s₁(t)或者s₂(t)信号分量的带宽， 以确保s₁(t)或者s₂(t)信号分量有足够的能量通过滤波器；同理，如果要处理 下边带的s₃(t)或者s₄(t)信号分量，滤波器的中心频率设在f₂附近，带宽大于 等于希望接收的s₃(t)或者s₄(t)信号分量的带宽，以确保s₃(t)或者s₄(t)信号分量 有足够的能量通过滤波器；

第三步，滤波放大单元62将经过滤波和放大的信号60馈入到下变频器 63，以将要处理的信号分量的载频变换到相应的中频；之后送入模数转换器 64完成信号的采样与量化；

第四步，模数转换器64将数字中频信号送入数字信号处理模块65，该 模块可以由FPGA、ASIC，通用计算单元或者上述几种器件的组合等实现， 完成对要处理的基带信号分量使用相应的捕获、跟踪、解调方法进行处理的 功能。

同样参照图6，当对整个复合信号作为一个整体进行接收处理时，具体 步骤如下：

第一步，接收机通过天线61接收信号60；

第二步，天线61将接收到的信号60馈入到滤波放大单元62，滤波放大 单元62完成对信号60的滤波，以用于阻挡强干扰信号和带外噪声，以及对 信号60的放大；滤波器的中心频率设在(f₁+f₂)/2附近，带宽大于等于2f_s， 至少要确保整个复合信号有足够的能量通过滤波器，如果滤波器的设计允许， 应保证各信号分量的功率第一主瓣都可以通过滤波器；

第三步，滤波放大单元62将经过滤波和放大的信号60馈入到下变频器 63，以将要处理的信号分量的载频变换到相应的中频；之后送入模数转换器 64完成信号的采样与量化；

第四步，模数转换器64将数字中频信号送入数字信号处理模块65，该 模块可以由FPGA、ASIC，通用计算单元或者上述几种器件的组合等实现。 数字中频信号与接收机内部生成的同相载波和正交载波相乘，以除去数字信 号的中频和多普勒，得到同相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)；

第五步，在数字信号处理模块65中生成经过扩频码片赋形后的四个信号 分量的扩频序列，在每一时刻，根据这四个信号分量的本地复现基带二值信 号所有可能的取值组合，在数字信号处理模块65中对应每一种组合生成相应 的本地复现同相基带波形和本地复现正交基带波形记取值组合的 个数为g，容易计算，如果N个信号分量为数据信道，则g＝2^N，对于g种取 值组合中的每一种特定情况和的生成规则为

其中

$A_i\stackrel{\Delta }{=}\sqrt{{(\sqrt{c_1}{\tilde{s}}_1+\sqrt{c_3}{\tilde{s}}_3)}^2+{(\sqrt{c_2}{\tilde{s}}_2-\sqrt{c_4}{\tilde{s}}_4)}^2}$

$A_i^{\prime }\stackrel{\Delta }{=}\sqrt{{(\sqrt{c_1}{\tilde{s}}_1-\sqrt{c_3}{\tilde{s}}_3)}^2+{(\sqrt{c_2}{\tilde{s}}_2+\sqrt{c_4}{\tilde{s}}_4)}^2}$

第六步，第i组(i＝1，2，...，g)本地复现同相基带波形分别与同相基 带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)信号相乘，并将结果送入积分清除滤波器 进行长度为TI的相干积分，分别得到第i组(i＝1，2，...，g)的第一同相相关值 corr1I_i和正交相关值corr1Q_i；每一组本地复现正交基带波形也分别与同 相基带信号SI(t)和正交基带信号SQ(t)信号相乘，并将结果送入积分清除滤 波器进行长度为TI的相干积分，分别得到第i组(i＝1，2，...，g)的第二同相相 关值corr2I_i和正交相关值corr2Q_i；

第七步，第i组(i＝1，2，...，g)的第一同相相关值corr1I_i和第一正交相关 值corr1Q_i，第二同相相关值corr2I_i和第二正交相关值corr2Q_i按以下规则进 行组合，得到第i组的同相组合相关值I′_i和正交组合相关值Q′_i，其中，规则 为：

$\left(\begin{array}{c}{I}_i^{\prime }=\mathrm{corr}2I_i+\mathrm{corr}1Q_i\\ Q_i^{\prime }=\mathrm{corr}1I_i-\mathrm{corr}2Q_i\end{array}\right)$

第八步，让优选同相组合相关值I′和优选正交组合相关值Q′分别等于所 有i组同相组合相关值I′_i和正交组合相关值Q′_i中满足最大的一组，对 I′和Q′即可以使用传统的捕获方法及跟踪环路进行处理。