差分放大器和模数转换器

摘要

于此公开了一种差分放大器，包括：输入端子，其被配置为接收输入信号；输出端子，其被配置为输出作为放大所述输入信号的结果而得到的输出信号；放大部分，其被配置为放大所述输入信号，以生成所述输出信号；负载电路，其连接在所述放大部分和电源端子之间，并配备有第一导电型晶体管和切换开关，所述切换开关被配置为将所述第一导电型晶体管的栅极和所述第一导电型晶体管的漏极之间的连接切换为所述栅极和所述输出端子之间的连接，反之亦然；以及泄漏消除开关，其被配置为生成用于减小流过所述切换开关的关断泄漏电流的泄漏消除电流。

说明书

技术领域

本公开涉及差分放大器和使用该差分放大器的模数转换器。

背景技术

过去，随着数字设备的普遍使用，已广泛地利用模数转换器，其各自用 于将模拟信号转换为数字信号。

在此模数转换器中，将输入的模拟信号与多级参照电压相比较，以将模 拟信号转换为数字信号。因此，使用多个放大器。

由此，模数转换器被设计用来利用各自具有良好特性的放大器。具体地， 作为这样的放大器的特性，模数转换器采用两级放大器，其具有偏移减小功 能，以便减小重要的偏移电压。

通过将具有可变增益的后级差分放大器串联连接到具有固定增益的前级 差分放大器，来构造这样的两级放大器。通过增大和减小在后级提供的差分 放大器的增益，在前级提供的差分放大器的偏移电压呈现为减小。

例如，在日本专利公开No.2006-254419(在下文中称为专利文献1)中 公开的差分放大器中，在复位操作中，放大器中包括的负载电路被置于二极 管连接状态，这减小了放大器的增益。另一方面，在比较操作中，差分放大 器输出的信号以正反馈操作的方式被反馈到负载电路，以增大放大器的增益。 由此，可改变差分放大器的增益，并且，反之亦然，而不会降低操作速度， 也不会增大功耗。

发明内容

专利文献1中公开的用于模数转换器的差分放大器利用切换开关，其在 复位和比较操作中操作，以改变放大器的增益。更具体地，在复位操作中， 切换开关闭合并维持在导通状态，以将差分放大器中包括的负载电路置于二 极管连接状态，从而减小放大器的增益。另一方面，在比较操作中，切换开 关断开并维持在关断状态，以将差分放大器输出的信号以正反馈操作的方式 反馈到放大器中包括的负载电路，以便增大放大器的增益。

例如，随着减小模拟电路尺寸的努力在进行，即使开关断开而被置于关 断状态，关断泄漏电流也可流过该开关。另外，关断泄漏电流的生成不仅因 为模拟电路的尺寸减小，还与制造电路的工艺有关。

由于包括尺寸减小工艺的制造工艺，关断泄漏电流还流过用于改变上述 专利文献1中公开的差分放大器的增益的前述切换开关。由此，已不利地产 生了这样的问题：在比较操作期间，由于关断泄漏电流的影响，差分放大器 的增益以波动状态重复地减小和增大。

期望提供差分放大器和使用该差分放大器的模数转换器，其能够消除流 过用来改变放大器的增益的切换开关的关断泄漏电流的影响，并由此能够摆 脱增益的波动状态。

本公开提供的一种差分放大器包括：输入端子，其被配置为接收输入信 号；输出端子，其被配置为输出作为放大所述输入信号的结果而得到的输出 信号；放大部分，其被配置为放大所述输入信号，以生成所述输出信号；负 载电路，其连接在所述放大部分和电源端子之间，并配备有第一导电型晶体 管和切换开关，所述切换开关被配置为将所述第一导电型晶体管的栅极和所 述第一导电型晶体管的漏极之间的连接切换为所述栅极和所述输出端子之间 的连接、以及将所述栅极和所述输出端子之间的连接切换为所述第一导电型 晶体管的栅极和所述第一导电型晶体管的漏极之间的连接；以及泄漏消除开 关，其被配置为生成用于减小流过所述切换开关的关断泄漏电流的泄漏消除 电流。

本公开提供的一种差分放大器包括：输入端子，其被配置为接收具有正 相和反相的输入信号；正相和反相输出端子，其被配置为输出作为放大所述 输入信号的结果而得到的输出信号；第一放大部分，其被配置为放大具有所 述正相的所述输入信号，以生成具有所述反相的所述输出信号；第二放大部 分，其被配置为放大具有所述反相的所述输入信号，以生成具有所述正相的 所述输出信号；负载电路，其配备有连接在所述第一放大部分和电源端子之 间的第一晶体管、连接在所述第一晶体管的栅极和所述正相输出端子之间的 第一电容元件、被闭合以将所述第一晶体管的栅极连接到所述第一晶体管的 源极或漏极或被断开以将所述第一晶体管的栅极连接到所述正相输出端子的 第一切换开关、连接在所述第二放大部分和所述电源端子之间的第二晶体管、 连接在所述第二晶体管的栅极和所述反相输出端子之间的第二电容元件、以 及被闭合以将所述第二晶体管的栅极连接到所述第二晶体管的源极或漏极或 被断开以将所述第二晶体管的栅极连接到所述反相输出端子的第二切换开 关；第一消除开关，在断开状态下，将其开关端子之一连接到所述第一电容 元件的元件端子之一，并将另一开关端子连接到所述第一电容元件的另一元 件端子；以及第二消除开关，在断开状态下，将其开关端子之一连接到所述 第二电容元件的元件端子之一，并将另一开关端子连接到所述第二电容元件 的另一元件端子。

另外，本公开提供的一种模数转换器包括：多个放大器，其各自被配置 为放大模拟信号的电压和多个不同的参照电压中的每个之间的差，以将所述 模拟信号转换为数字信号。其中，每个所述放大器包括：输入端子，其被配 置为接收输入信号；输出端子，其被配置为输出作为放大所述输入信号的结 果而得到的输出信号；放大部分，其被配置为放大所述输入信号，以生成所 述输出信号；负载电路，其连接在所述放大部分和电源端子之间，并配备有 第一导电型晶体管和切换开关，所述切换开关被配置为将所述第一导电型晶 体管的栅极和所述第一导电型晶体管的源极或漏极之间的连接切换为所述栅 极和所述输出端子之间的连接、以及将所述栅极和所述输出端子之间的连接 切换为所述第一导电型晶体管的栅极和所述第一导电型晶体管的源极或漏极 之间的连接；以及泄漏消除开关，其被配置为生成用于减小流过所述切换开 关的关断泄漏电流的泄漏消除电流。

本公开提供的差分放大器和采用该差分放大器的模数转换器能够消除流 过用来改变放大器的增益的切换开关的关断泄漏电流的影响，并由此能够摆 脱增益的波动状态。

附图说明

图1是示出根据本公开的第一实施例的模数转换器的图；

图2是示出表示在复位模式中操作的放大器的模型的图；

图3是示出表示在比较模式中操作的放大器的模型的图；

图4是示出放大器的电路的图；

图5示出了模数转换器执行的操作的时序图；

图6A至6D是示出差分放大电路执行的操作的多个说明图；

图7是在描述差分放大电路执行的操作时提及的说明图；

图8是示出差分放大电路的图；

图9是示出差分放大电路的图；

图10是示出差分放大电路的图；

图11是示出差分放大电路的图；以及

图12是示出差分放大电路的图。

具体实施方式

通过参照附图来说明根据本公开的第一实施例的模数转换器1。下面的 描述说明了四位分级比较(four-bit sub-ranging)型的典型模数转换器1。这 样的模数转换器1在将模拟信号转换为数字信号的最低两位之前，将模拟信 号转换为数字信号的最高两位。然而，此实施例的具体实现不限于这样的模 数转换器1。

如图1所示，模数转换器1包括：采样保持部分2，用于对模拟信号进 行采样和保持；参照电压生成部分3，用于生成彼此不同的多个参照电压； 比较部分4，用于将模拟信号的电压与彼此不同的参照电压相比较；以及逻 辑处理部分5，用于对比较部分4的输出执行逻辑处理，以生成与模拟信号 相对应的数字信号。

根据预先确定的定时，采样保持部分2将被提供到输入端子Tin的模拟 信号的电压保持也被预先确定的时间段，并通过保持信号线6将该电压输出 到比较部分。

参照电压生成部分3具有16个电阻器R1至R16，它们具有相同的电阻 并串联连接在高电位侧基准电源端子Trt和低电位侧基准电源端子Trb之间。 高电位侧基准电源端子Trt是用于在高电位侧提供基准电位的端子，而低电位 侧基准电源端子Trb是用于在低电位侧提供基准电位的端子。参照电压生成 部分3用作由16个电阻器R1至R16构成的分压器(potentiometer)，用于在 高电位侧的基准电位和低电位侧的基准电位之间分压，以生成多个预先确定 的参照电压。参照电压生成部分3通过高位侧参照电压信号线7和8并通过 低位侧参照电压信号线9和10，将预先确定的参照电压提供给比较部分4

具体地，高位侧参照电压信号线7连接到参照电压生成部分3中的从高 电位侧基准电源端子Trt起的第四个电阻器R4和从高电位侧基准电源端子Trt 起的第五个电阻器R5之间的连接点。另一方面，高位侧参照电压信号线8 连接到参照电压生成部分3中的从低电位侧基准电源端子Trb起的第四个电 阻器R13和从低电位侧基准电源端子Trb起的第五个电阻器R12之间的连接 点。

低位侧参照电压信号线9通过开关SW1连接到参照电压生成部分3中的 从高电位侧基准电源端子Trt起的第一个电阻器R1和从高电位侧基准电源端 子Trt起的第二个电阻器R2之间的连接点。另外，低位侧参照电压信号线9 还通过开关SW3连接到参照电压生成部分3中的从高电位侧基准电源端子 Trt起的第七个电阻器R7和从高电位侧基准电源端子Trt起的第八个电阻器 R8之间的连接点。再者，低位侧参照电压信号线9还通过开关SW5连接到 参照电压生成部分3中的从高电位侧基准电源端子Trt起的第九个电阻器R9 和从高电位侧基准电源端子Trt起的第十个电阻器R10之间的连接点。此外， 低位侧参照电压信号线9还通过开关SW7连接到参照电压生成部分3中的从 高电位侧基准电源端子Trt起的第十五个电阻器R15和从高电位侧基准电源 端子Trt起的第十六个电阻器R16之间的连接点。

同样地，低位侧参照电压信号线10通过开关SW2连接到参照电压生成 部分3中的从高电位侧基准电源端子Trt起的第三个电阻器R3和从高电位侧 基准电源端子Trt起的第四个电阻器R4之间的连接点。另外，低位侧参照电 压信号线10还通过开关SW4连接到参照电压生成部分3中的从高电位侧基 准电源端子Trt起的第五个电阻器R5和从高电位侧基准电源端子Trt起的第 六个电阻器R6之间的连接点。再者，低位侧参照电压信号线10还通过开关 SW6连接到参照电压生成部分3中的从高电位侧基准电源端子Trt起的第十 一个电阻器R11和从高电位侧基准电源端子Trt起的第十二个电阻器R12之 间的连接点。此外，低位侧参照电压信号线10还通过开关SW8连接到参照 电压生成部分3中的从高电位侧基准电源端子Trt起的第十三个电阻器R13 和从高电位侧基准电源端子Trt起的第十四个电阻器R14之间的连接点。

在将模拟信号转换为高位侧的数字信号的操作中，参照电压生成部分3 断开开关SW1至SW8中的每个，并将开关SW1至SW8中的每个维持在关 断状态，以通过高位侧参照电压信号线7和8向比较部分4输出用于高位侧 的参照电压。另一方面，在将模拟信号转换为低位侧的数字信号的操作中， 参照电压生成部分3闭合开关SW1至SW8中的每个，并将开关SW1至SW8 中的每个维持在导通状态，以通过低位侧参照电压信号线9和10向比较部分 4输出用于低位侧的参照电压。

比较部分4具有：高位侧比较部分11，用于将模拟信号的电压与用于高 位侧的参照电压相比较；以及低位侧比较部分12，用于将模拟信号的电压与 用于低位侧的参照电压相比较。由于高位侧比较部分11和低位侧比较部分 12具有彼此相同的配置，所以仅说明高位侧比较部分11的配置。也就是说， 不描述低位侧比较部分12的配置。

高位侧比较部分11具有：放大部分13，用于放大模拟信号的电压和参 照电压之间的差；以及比较保持单元14，用于比较并保持放大部分13输出 的信号。

放大部分13包括两个两级放大器17，其各自具有彼此串联连接的两个 差分放大单元15和16。两级放大器17之一将从高位侧参照电压信号线7接 收的参照电压与模拟信号的电压之间的差放大，将放大的信号输出到比较保 持单元14之一。另一方面，另一个两级放大器17将从高位侧参照电压信号 线8接收的参照电压与模拟信号的电压之间的差放大，将放大的信号输出到 比较保持单元14中的另一个。

放大部分13还具有插值放大单元18，用于将在两个两级放大器17中采 用的差分放大单元15输出的信号放大。

注意，取代于两级放大器17，还有可能利用具有彼此串联连接的n个差 分放大器的n级放大器，其中，n是等于或大于3的整数。

如图2和3所示，两级放大器17具有在前级提供的固定增益前级差分放 大单元15、以及在后级提供且串联连接至前级差分放大单元15的可变增益 后级差分放大单元16。

前级差分放大单元15的正相输入端子19连接到保持信号线6。另一方 面，前级差分放大单元15的反相输入端子20通过开关SW9连接到高位侧参 照电压信号线7或8。保持信号线6和高位侧参照电压信号线7或8通过开 关SW10彼此连接。如图2和3所示，开关SW9和SW10基于未在图中示出 的时钟生成电路所生成的时钟(CLK)信号，以互补方式闭合和断开。也就 是说，当开关SW9维持在断开状态时，开关SW10维持在闭合状态，而另一 方面，当开关SW9维持在闭合状态时，开关SW10维持在断开状态。

后级差分放大单元16具有放大部分21和负载电路23，负载电路23包 括切换开关22。操作切换开关22来导通或关断，以改变负载电路23的阻抗。 通过改变在后级差分放大单元16中包括的负载电路23的阻抗，可增大或减 小后级差分放大单元16的增益。

两级放大器17具有偏移减小功能，即，通过如上所述利用切换开关22 来增大和减小后级差分放大单元16的增益，以使前级差分放大单元15的偏 移电压呈现为减小。

接下来，通过参照图4，在下面说明两级放大器17的具体结构。

如图所示，前级差分放大单元15具有成对的第一导电型晶体管T11和 T12。在此实施例中，第一导电型晶体管暗示为N沟道晶体管，而第二导电 型晶体管暗示为P沟道晶体管。然而，第一导电型晶体管也可为P沟道晶体 管，而第二导电型晶体管也可为N沟道晶体管。

晶体管T11的栅极连接到上述正相输入端子19，而晶体管T11的漏极通 过电流源I1连接到第一电源端子Vcc。另一方面，晶体管T11的源极通过电 流源I3连接到第二电源端子GND(地)。

同样地，晶体管T12的栅极连接到上述反相输入端子20，而晶体管T12 的漏极通过电流源I2连接到第一电源端子Vcc。另一方面，晶体管T12的源 极通过电流源I3连接到第二电源端子GND。

前级差分放大单元15还具有一对P沟道晶体管T21和T22、以及用于限 制前级差分放大单元15输出的信号的放大限制部分24。

晶体管T21的源极连接到晶体管T11的漏极。晶体管T21的栅极接收预 先确定的偏压Vb1。将前级差分放大单元15的正相输出信号从晶体管T21的 漏极输出到后级差分放大单元16。

同样地，晶体管T22的源极连接到晶体管T12的漏极。晶体管T22的栅 极接收预先确定的偏压Vb1。将前级差分放大单元15的反相输出信号从晶体 管T22的漏极输出到后级差分放大单元16。

放大限制部分24包括负载电阻器R21和R22、以及电阻器R30。负载电 阻器R21的一端连接到晶体管T21的漏极，而负载电阻器R22的一端连接到 晶体管T22的漏极。电阻器R30的一端连接到负载电阻器R21和R22的另一 端，而电阻器R30的另一端接地。负载电阻器R21和R22限制前级差分放大 单元15输出的信号的幅度。前级差分放大单元15输出的信号是上述正相输 出信号和反相输出信号。电阻器R30是用于将提供到后级差分放大单元16 的信号的DC(直流)操作点(即，前级差分放大单元15输出的信号的DC 操作点)调节到适当电压的电阻器。

接下来，在下面通过参照图4来说明后级差分放大单元16。

后级差分放大单元16具有正相输入端子27，用于接收正相输入信号， 即，前级差分放大单元15输出的正相信号。另外，后级差分放大单元16还 具有反相输入端子28，用于接收反相输入信号，即，前级差分放大单元15 输出的反相信号。另外，后级差分放大单元16还具有正相输出端子26和反 相输出端子25。正相输出端子26用于输出作为放大反相输入端子28所接收 的反相输入信号的结果而得到的正相输出信号。另一方面，反相输出端子25 用于输出作为放大正相输入端子27所接收的正相输入信号的结果而得到的 反相输出信号。另外，后级差分放大单元16还具有放大部分21、负载电路 23和泄漏消除开关30。放大部分21是用于放大差分输入信号以生成输出信 号的部分。负载电路23连接在放大部分21和地之间，并且具有P沟道晶体 管T34和T35。泄漏消除开关30是用于生成泄漏消除电流的开关，泄漏消除 电流用于减小流过在负载电路23中采用的切换开关22的关断泄漏电流。

放大部分21采用3个N沟道晶体管T31至T33。

晶体管T31的漏极连接到第一电源端子Vcc，而晶体管T31的栅极接收 预先确定的偏压。晶体管T31用作电流源。

晶体管T32的栅极连接到正相输入端子27，用于接收正相输入信号，而 晶体管T32的漏极连接到晶体管T31的源极。另一方面，晶体管T32的源极 连接到反相输出端子25。晶体管T32作为第一放大部分操作，用于将通过晶 体管T32的栅极接收的正相输入信号放大以生成反相输出信号，并用于将反 相输出信号从晶体管T32的源极输出到反相输出端子25。

同样地，晶体管T33的栅极连接到反相输入端子28，用于接收反相输入 信号，而晶体管T33的漏极连接到晶体管T31的源极。另一方面，晶体管T33 的源极连接到正相输出端子26。晶体管T33作为第二放大部分操作，用于将 通过晶体管T33的栅极接收的反相输入信号放大以生成正相输出信号，并用 于将正相输出信号从晶体管T33的源极输出到正相输出端子26。

注意，可在晶体管T32的栅极和晶体管T21的漏极之间提供电容器，以 用作用于容量截止(capacitance-cut)操作的电容器。同样地，可在晶体管T33 的栅极和晶体管T22的漏极之间提供电容器，以用作用于这样的目的的电容 器。在该情况下，将要成为预定的DC操作点的电压提供到晶体管T32和T33 的栅极。

负载电路23采用P沟道晶体管T34和T35、电容元件C1和C2、以及P 沟道晶体管T36和T37。P沟道晶体管T36和T37用作上述切换开关22。

晶体管T34连接在晶体管T32和地之间。晶体管T34的漏极连接到晶体 管T32的漏极。晶体管T34的栅极通过晶体管T36连接到晶体管T34的漏极， 并通过电容元件C1连接到正相输出端子26。

电容元件C1的一端连接到晶体管T34的栅极，而电容元件C1的另一端 连接到正相输出端子26。

作为切换开关22的一部分操作的晶体管T36的一极连接到晶体管T34 的漏极，而晶体管T36的另一极连接到晶体管T34的栅极。晶体管T36根据 提供到晶体管T36的栅极的控制信号，将晶体管T34的栅极和漏极彼此连接， 或将晶体管T34的栅极和漏极彼此断开。

同样地，晶体管T35连接在晶体管T33和地之间。晶体管T35的漏极连 接到晶体管T33的漏极。晶体管T35的栅极通过晶体管T37连接到晶体管T35 的漏极，并通过电容元件C2连接到反相输出端子25。

电容元件C2的一端连接到晶体管T35的栅极，而电容元件C2的另一端 连接到反相输出端子25。

同样地，作为切换开关22的一部分操作的晶体管T37的一极连接到晶体 管T35的漏极，而晶体管T37的另一极连接到晶体管T35的栅极。晶体管T37 根据提供到晶体管T37的栅极的控制信号，将晶体管T35的栅极和漏极彼此 连接，或将晶体管T35的栅极和漏极彼此断开。

当晶体管T36闭合且维持在导通状态以将晶体管T34的栅极和漏极彼此 连接时，晶体管T34被置于二极管连接状态，以作为在放大部分21中包括的 负载电路操作。同样地，当晶体管T37闭合且维持在导通状态以将晶体管T35 的栅极和漏极彼此连接时，晶体管T35被置于二极管连接状态，以作为在放 大部分21中包括的负载电路操作。由此，后级差分放大单元16的输出阻抗 减小，使得后级差分放大单元16的增益也同样减小。

另一方面，当晶体管T36断开且维持在关断状态以将晶体管T34的栅极 和漏极彼此断开时，将正相输出信号通过电容元件C1从正相输出端子26提 供到晶体管T34的栅极。另一方面，同样地，当晶体管T37断开且维持在关 断状态以将晶体管T35的栅极和漏极彼此断开时，将反相输出信号通过电容 元件C2从反相输出端子25提供到晶体管T35的栅极。由此，将正相输出信 号以正反馈操作的方式反馈到晶体管T34的栅极，而将反相输出信号以正反 馈操作的方式反馈到晶体管T35的栅极。结果，后级差分放大单元16的增益 增大。

如上所述，使用P沟道晶体管T36作为切换开关22的一部分。然而，注 意，取代于P沟道晶体管T36，还可使用N沟道晶体管或MOS开关，来通 过电容元件C1将晶体管T34的漏极和晶体管T34的栅极之间的连接切换到 正相输出端子26和晶体管T34的栅极之间的连接，反之亦然。

同样地，使用P沟道晶体管T37作为切换开关22的一部分。然而，注意， 取代于P沟道晶体管T37，还可使用N沟道晶体管或MOS开关，来通过电 容元件C2将晶体管T35的漏极和晶体管T35的栅极之间的连接切换到反相 输出端子25和晶体管T35的栅极之间的连接，反之亦然。

泄漏消除开关30采用P沟道晶体管T38和T39。

晶体管T38的源极连接到电容元件C1的一端，而晶体管T38的漏极连 接到电容元件C1的另一端。晶体管T38的栅极接地，使得晶体管T38总是 断开并维持在关断状态。与关断泄漏电流流过作为切换开关22的一部分操作 的晶体管T36一样容易、或更容易地，关断泄漏电流流过晶体管T38。这是 因为，典型地，使晶体管T38的栅极长度比晶体管T36的栅极长度小，并且， 使晶体管T38的栅极宽度比晶体管T36的栅极宽度大。也就是说，通过使晶 体管T38的栅极长度比晶体管T36的栅极长度小、并使晶体管T38的栅极宽 度比晶体管T36的栅极宽度大，可使流过晶体管T38的关断泄漏电流大于流 过晶体管T36的关断泄漏电流。

同样地，晶体管T39的源极连接到电容元件C2的一端，而晶体管T39 的漏极连接到电容元件C2的另一端。晶体管T39的栅极接地，使得晶体管 T39总是断开并维持在关断状态。与关断泄漏电流流过作为切换开关22的一 部分操作的晶体管T37一样容易、或更容易地，关断泄漏电流流过晶体管T39。 这是因为，典型地，使晶体管T39的栅极长度比晶体管T37的栅极长度小， 并且，使晶体管T39的栅极宽度比晶体管T37的栅极宽度大。也就是说，通 过使晶体管T39的栅极长度比晶体管T37的栅极长度小、并使晶体管T39的 栅极宽度比晶体管T37的栅极宽度大，可使流过晶体管T39的关断泄漏电流 大于流过晶体管T37的关断泄漏电流。

接下来，通过参照图5来说明根据此实施例的模数转换器1所执行的操 作，图5示出了所述操作的时序图。从图5顶端的时序图开始以向下方向布 置的时序图分别为时钟(CLK)信号的时序图、采样保持部分2的操作时序 的时序图、高位侧的两级放大器17的操作时序的时序图、高位侧的比较保持 单元14的操作时序的时序图、低位侧的两级放大器17的操作时序的时序图、 以及低位侧的比较保持单元14的操作时序的时序图。

注意，高位侧的两级放大器17、以及高位侧的比较保持单元14分别为 在高位侧比较部分11中采用的两级放大器17以及比较保持单元14。另一方 面，低位侧的两级放大器17、以及低位侧的比较保持单元14分别为在低位 侧比较部分12中采用的两级放大器17以及比较保持单元14。

采样保持部分2在与时钟信号的上升沿同步的预定时间段T期间，跟踪 (或采样)模拟信号。随后，采样保持部分2在接下来的在时钟信号的下一 上升沿结束的预定时间段H期间，保持采样的模拟信号。在图5示出的典型 例子中，首先，与第一个时钟脉冲同步地，输入模拟信号的电压Vn1被采样 和保持。随后，与第二个时钟脉冲同步地，输入模拟信号的电压Vn2被采样 和保持。

在于时钟信号的上升沿开始的预定时间段t1的结束与时钟信号的下一个 下降沿之间的时间段Amp期间，高位侧的两级放大器17在比较模式中操作。 在比较模式中，高位侧的两级放大器17将采样保持部分2保持的模拟信号电 压和参照电压之间的差放大。

在时钟信号的下降沿与在时钟信号的下一个上升沿开始的预定时间段t1 的结束之间的时间段Areset期间，高位侧的两级放大器17在复位模式中操作。 将在后面详细地说明高位侧的两级放大器17的操作。

高位侧的比较保持单元14与时钟信号的上升沿同步地复位，并与时钟信 号的下降沿同步地锁存高位侧的两级放大器17的输出信号。也就是说，高位 侧的比较保持单元14在时钟信号被置于高电平时间段的同时处于复位状态， 并在时钟信号被置于低电平时间段的同时锁存高位侧的两级放大器17的输 出信号。

图1中示出的逻辑处理部分5对已由高位侧的两级放大器17输出并在高 位侧的比较保持单元14中保持的信号执行逻辑处理，以生成高位侧的数字信 号。另一方面，参照电压生成部分3生成低位侧的参照电压。

请读者参照回图5。

在于时钟信号的下降沿开始的预定时间段t2的结束与时钟信号的下一个 上升沿之间的时间段Amp期间，低位侧的两级放大器17在比较模式中操作。 在比较模式中，低位侧的两级放大器17将采样保持部分2保持的模拟信号电 压和上述参照电压之间的差放大。在时钟信号的上升沿与在时钟信号的下一 个下降沿开始的预定时间段t2的结束之间的时间段Areset期间，低位侧的两 级放大器17在复位模式中操作。将在后面详细地说明低位侧的两级放大器 17的操作。

低位侧的比较保持单元14与时钟信号的下降沿同步地复位，并与时钟信 号的上升沿同步地锁存低位侧的两级放大器17的输出信号。也就是说，低位 侧的比较保持单元14在时钟信号被置于低电平时间段的同时处于复位状态， 并在时钟信号被置于高电平时间段的同时锁存低位侧的两级放大器17的输 出信号。

图1中示出的逻辑处理部分5对已由低位侧的两级放大器17输出并在低 位侧的比较保持单元14中保持的信号执行逻辑处理，以生成低位侧的数字信 号。

请读者参照回图5。

逻辑处理部分5输出在高位侧上生成的数字信号、以及在低位侧上生成 的数字信号。由此，如图5所示，在自从采样保持部分2跟踪模拟信号起已 经过了一个时钟周期之后，输出为模拟信号生成的数字信号。

接下来，在下面说明高位侧的两级放大器17执行的操作。注意，除了图 5示出的定时之外，低位侧的两级放大器17执行的操作与高位侧的两级放大 器17执行的操作相同。为此，不说明低位侧的两级放大器17执行的操作。

如上所述，在两级放大器17中采用的开关SW9和SW10基于时钟生成 电路生成的时钟(CLK)信号，以互补方式闭合(或被置于导通状态)和断 开(或被置于关断状态)。也就是说，当开关SW9断开时，开关SW10闭合， 而另一方面，当开关SW9闭合时，开关SW10断开。

如图2所示，在时钟信号的下降沿与在时钟信号的下一个上升沿开始的 预定时间段t1的结束之间的时间段期间，开关SW9被置于关断状态，而开 关SW10被置于导通状态。由此，前级差分放大单元15的正相输入端子19 连接到前级差分放大单元15的反相输入端子20，并且，将模拟信号的电压 提供到正相输入端子19和反相输入端子20两者。当开关SW9维持在关断状 态而开关SW10维持在导通状态时，两级放大器17操作在复位模式下。

如图3所示，在于时钟信号的上升沿开始的预定时间段t1的结束与时钟 信号的下一个下降沿之间的时间段期间，开关SW9被置于导通状态，而开关 SW10被置于关断状态。由此，前级差分放大单元15的正相输入端子19接 收模拟信号的电压，而前级差分放大单元15的反相输入端子20接收参照电 压。当开关SW9维持在导通状态而开关SW10维持在关断状态时，两级放大 器17操作在比较模式下。

切换开关22根据时钟信号交替地闭合(或被置于导通状态)和断开(或 被置于关断状态)。具体地说，在时钟信号的下降沿与在时钟信号的下一个上 升沿开始的预定时间段t1的结束之间的时间段期间，切换开关22被置于导 通状态，并且两级放大器17操作在复位模式下。在于时钟信号的上升沿开始 的预定时间段t1的结束与时钟信号的下一个下降沿之间的时间段期间，切换 开关22被置于关断状态，并且两级放大器17操作在比较模式下。

当两级放大器17操作在复位模式下时，图4中示出的切换开关22被置 于导通状态，并且，在后级提供的后级差分放大单元16中采用的负载电路 23变为被置于二极管连接状态的负载电路。由此，复位模式下的后级差分放 大单元16的增益减小。

另一方面，当两级放大器17操作在比较模式下时，图4中示出的切换开 关22被置于关断状态，并且，在后级提供的后级差分放大单元16中采用的 负载电路23变为电流源负载电路。另外，由于切换开关22被置于关断状态， 所以，晶体管T34的栅极通过电容元件C1连接到正相输出端子26，而晶体 管T35的栅极通过电容元件C2连接到反相输出端子25。由此，将正相输出 信号以正反馈操作的方式反馈到晶体管T34的栅极，而将反相输出信号以正 反馈操作的方式反馈到晶体管T35的栅极。结果，在比较模式下的后级差分 放大单元16的增益增大。

如从上面的描述中显而易见的，比较模式下的后级差分放大单元16的增 益比复位模式下的后级差分放大单元16的增益大。由此，两级放大器17使 在前级提供的前级差分放大单元15的偏移电压呈现为减小。

下面的描述说明在前级提供的前级差分放大单元15的偏移电压呈现为 减小的事实。另符号Vos表示在前级提供的前级差分放大单元15的偏移电压， 符号Gr表示在复位模式下操作的两级放大器17的增益，符号Gc表示在比 较模式下操作的两级放大器17的增益(其中Gr＞Gc)，符号Vin表示比较模 式下接收的输入电压，而符号Vout表示输出电压。在此情况下，在复位模式 下生成的输出电压Vout表示如下：

Vout＝Gr·Vos

在比较模式下生成的输出电压Vout表示如下：

Vout＝Gc·Vin

由此，得到下面的等式：

Gr·Vos＝Gc·Vin

结果，可导出下面的等式：

Vin＝Vos·Gr/Gc

如上所述，在根据两级放大器17的操作模式来增大和减小后级差分放大 单元16的增益的两级放大器17中，偏移电压减小了因子Gr/Gc倍(其中 Gr＞Gc)，使得通过表达式Vos·Gr/Gc来表示输入转换后的偏移。

具体地，当根据此实施例的后级差分放大单元16正在比较模式中操作 时，晶体管T34的栅极通过电容元件C1连接到正相输出端子26，而晶体管 T35的栅极通过电容元件C2连接到反相输出端子25，以实现正反馈环路。 由此，与负载电路23仅用作电流源负载的配置相比，增益可增大增量A1。 因而，与负载电路23仅用作电流源负载的配置相比，通过将切换开关22置 于关断状态，两级放大器17能够进一步将偏移电压减小增益增量A1。

然而，通过在比较模式中被置于正反馈环路中的后级差分放大单元16的 负载电路23，由于流过切换开关22的关断泄漏电流的影响，后级差分放大 单元16的增益在某些情况下可能不利地减小。下面通过参照图6A至6D来 说明流过切换开关22的关断泄漏电流的影响。图6A至6D是在下面对差分 放大电路执行的操作进行描述时引用的多个说明图，其中，所述差分放大电 路具有通过从图4中所示的后级差分放大单元16中去除漏消除开关30而得 到的配置。

如图6A所示，在比较模式中，切换开关22维持在关断状态。具体地说， 不将电压提供给作为切换开关22操作的晶体管T36和T37的栅极。也就是 说，将晶体管T36和T37的每个置于关断状态。

当将正相输入信号提供给正相输入端子27以增大在正相输入端子27上 出现的电位时，反相输出信号以正反馈操作的方式被反馈到负载电路23，从 而增大了在电容元件C1和晶体管T34的栅极之间出现的电位。由此，在放 大部分21中采用的晶体管T32与在负载电路23中采用的晶体管T34之间出 现的电位减小。

同样地，当将反相输入信号提供给反相输入端子28以降低在反相输入端 子28上出现的电位时，正相输出信号以正反馈操作的方式被反馈到负载电路 23，从而减小了在电容元件C2和晶体管T35的栅极之间出现的电位。由此， 在放大部分21中采用的晶体管T33与在负载电路23中采用的晶体管T35之 间出现的电位增大。

如图6B所示，自从开始比较模式起随着时间的经过，由于正反馈操作， 增益增大，从而增大了在放大部分21中采用的晶体管T32与在负载电路23 中采用的晶体管T34之间出现的电位的减小量。随着在放大部分21中采用的 晶体管T32与在负载电路23中采用的晶体管T34之间出现的电位的减小量 增大，用作切换开关22的一部分的晶体管T36的漏极和源极上出现的电位之 间的差增大，从而不利地生成关断泄漏电流。

同样地，自从开始比较模式起随着时间的经过，由于正反馈操作，增益 增大，并且增大了在放大部分21中采用的晶体管T33与在负载电路23中采 用的晶体管T35之间出现的电位的增大量。随着在放大部分21中采用的晶体 管T33与在负载电路23中采用的晶体管T35之间出现的电位的增大量增大， 用作切换开关22的一部分的晶体管T37的漏极和源极上出现的电位之间的差 增大，从而不利地生成关断泄漏电流。

如图6B所示，关断泄漏电流从晶体管T36的另一极流向晶体管T36的 特定极。晶体管T36的特定极是连接到晶体管T34的漏极的一极，而晶体管 T36的另一极是连接到电容元件C1的一极。同样地，另一关断泄漏电流从晶 体管T37的特定极流向晶体管T37的另一极。晶体管T37的特定极是连接到 晶体管T35的漏极的一极，而晶体管T37的另一极是连接到电容元件C2的 一极。

由此，如图6C所示，在电容元件C1与晶体管T34的栅极之间出现的电 位减小，并且，在放大部分21中采用的晶体管T32与在负载电路23中采用 的晶体管T34之间出现的电位增大。另外，在电容元件C2与晶体管T35的 栅极之间出现的电位增大，并且，在放大部分21中采用的晶体管T33与在负 载电路23中采用的晶体管T35之间出现的电位减小。结果，后级差分放大单 元16的增益反转。

如图6D所示，后级差分放大单元16以正反馈操作的方式将输出信号反 馈到负载电路23。由此，随着后级差分放大单元16的增益依照原样反转， 由于正反馈操作，增益随着时间的经过进一步减小。因而，在放大部分21中 采用的晶体管T32与在负载电路23中采用的晶体管T34之间出现的电位的 增大量增大，而在用作切换开关22的一部分的晶体管T36的漏极和源极上出 现的电位之间的差也增大，从而不可避免地生成关断泄漏电流。此关断泄漏 电流从晶体管T36的特定极流向晶体管T36的另一极。晶体管T36的特定极 是连接到晶体管T34的漏极的一极，而晶体管T36的另一极是连接到电容元 件C1的一极。

同样地，在放大部分21中采用的晶体管T33和在负载电路23中采用的 晶体管T35之间出现的电位的减小量增大，而在用作切换开关22的一部分的 晶体管T37的漏极和源极上出现的电位之间的差也增大，从而不可避免地生 成关断泄漏电流。此另一关断泄漏电流从晶体管T37的另一极流向晶体管T37 的特定极。晶体管T37的特定极是连接到晶体管T33的漏极的一极，而晶体 管T37的另一极是连接到电容元件C2的一极。

由于图6D中示出的关断泄漏电流的影响，在电容元件C1和晶体管T34 的栅极之间出现的电位增大，而在放大部分21中采用的晶体管T32和在负载 电路23中采用的晶体管T34之间出现的电位减小。同样地，由于图6D中示 出的另一关断泄漏电流的影响，在电容元件C2和晶体管T35的栅极之间出 现的电位减小，而在放大部分21中采用的晶体管T33和在负载电路23中采 用的晶体管T35之间出现的电位增大。由此，后级差分放大单元16的增益反 转，导致图6A中示出的状态。

这样，如果关断泄漏电流流向切换开关22，则切换开关22的两端之间 出现的电位重复地增大和减小，使得后级差分放大单元16的增益不可避免地 重复反转。

在由于制造工艺而造成关断泄漏电流易于流向切换开关22的情况下，关 断泄漏电流的影响呈现为巨大的影响，使得与复位模式相比，在比较模式下 操作的后级差分放大单元16的增益不利地变得不稳定。

关断泄漏电流引起的增益反转不仅出现在关断泄漏电流易于流动的电路 中，还出现在具有低频时钟信号的配置中。具有低频时钟信号的配置的典型 例子是具有1MHz的频率的时钟信号的配置。这是因为，如果时钟信号具有 低频，则比较模式的周期变长，使得由于正反馈操作，在放大部分21和负载 电路23之间出现的电位增大。由此，关断泄漏电流也易于增大。

为了解决上述问题，根据此实施例的后级差分放大单元16配备有泄漏消 除开关30，用于减小关断泄漏电流的影响。泄漏消除开关30生成与关断泄 漏电流的方向相反方向上的泄漏消除电流。也就是说，泄漏消除开关30生成 维持正反馈操作的方向上的泄漏消除电流。由此，使得后级差分放大单元16 能够避免由关断泄漏电流引起的增益反转，并防止其操作变为不稳定。

如图7所示，泄漏消除开关30采用晶体管T38和T39。晶体管T38的漏 极连接到正相输出端子26，而晶体管T38的源极连接到晶体管T34的栅极。 另一方面，晶体管T39的漏极连接到反相输出端子25，而晶体管T39的源极 连接到晶体管T35的栅极。晶体管T38和T39的栅极均接地，以将泄漏消除 开关30始终置于关断状态。

下面的描述说明了泄漏消除开关30在比较模式下执行的操作。在开始比 较模式之后，如图6B所示，由于正反馈操作，后级差分放大单元16的增益 随着时间的经过而增大。由此，在正相输出端子26上出现的电位增大。在正 相输出端子26上出现的电位是在放大部分21中采用的晶体管T33和在负载 电路23中采用的晶体管T35之间出现的电位。另外，在电容元件C1和晶体 管T34的栅极之间出现的电位也增大。然而，在正相输出端子26上出现的电 位的增大量大于在电容元件C1和晶体管T34的栅极之间出现的电位的增大 量。由此，如图7所示，在泄漏消除开关30中采用的晶体管T38的漏极上出 现的电位高于在晶体管T38的源极上出现的电位。结果，晶体管T38的关断 泄漏电流从晶体管T38的漏极流向晶体管T38的源极。

如上所述，正反馈操作引起的增益增大使在放大部分21中采用的晶体管 T32和在负载电路23中采用的晶体管T34之间出现的电位减小。由此，关断 泄漏电流从在切换开关22中采用的晶体管T36的另一极流向晶体管T36的 特定极。晶体管T36的特定极是连接到晶体管T34的漏极的一极，而晶体管 T36的另一极是连接到电容元件C1的一极。

如图6C所示，如果不使用泄漏消除开关30，则在电容元件C1和晶体管 T34的栅极之间出现的电位减小。另一方面，在根据图7所示的实施例的后 级差分放大单元16中，关断泄漏电流从在泄漏消除开关30中采用的晶体管 T38流向晶体管T36的另一极。如上所述，晶体管T36的另一极是连接到电 容元件C1的一极。由此，有可能防止在电容元件C1和晶体管T34的栅极之 间出现的电位减小，使得后级差分放大单元16的增益不被反转。这样，晶体 管T38的关断泄漏电流用作用于消除切换开关22的关断泄漏电流的影响的泄 漏消除电流。

同样地，在反相输出端子25上出现的电位减小。在反相输出端子25上 出现的电位是在放大部分21中采用的晶体管T32和在负载电路23中采用的 晶体管T34之间出现的电位。另外，在电容元件C2和晶体管T35的栅极之 间出现的电位也减小。然而，在反相输出端子25上出现的电位的减小量大于 在电容元件C2和晶体管T35的栅极之间出现的电位的减小量。由此，如图7 所示，在泄漏消除开关30中采用的晶体管T39的漏极上出现的电位低于在晶 体管T39的源极上出现的电位。结果，晶体管T39的关断泄漏电流从晶体管 T39的源极流向晶体管T39的漏极。

关断泄漏电流从在切换开关22中采用的晶体管T37的特定极流向晶体管 T37的另一极。晶体管T37的特定极是连接到晶体管T35的漏极的一极，而 晶体管T37的另一极是连接到电容元件C2的一极。另一方面，在泄漏消除 开关30中采用的晶体管T39的另一关断泄漏电流从晶体管T39流向晶体管 T37的另一极。如上所述，晶体管T37的另一极是连接到电容元件C2的一极。 由此，有可能防止在电容元件C2和晶体管T35的栅极之间出现的电位增大。 结果，后级差分放大单元16的增益不被反转。这样，晶体管T39的关断泄漏 电流用作用于消除切换开关22的关断泄漏电流的影响的泄漏消除电流。

为了消除在电容元件C1和晶体管T34的栅极之间出现的电位的增大、 以及此电位的减小，应使流向在泄漏消除开关30中采用的晶体管T38的泄漏 消除电流的幅度等于或大于流向在切换开关22中采用的晶体管T36的关断泄 漏电流的幅度。同样地，为了消除在电容元件C2和晶体管T35的栅极之间 出现的电位的增大、以及此电位的减小，应使流向在泄漏消除开关30中采用 的晶体管T39的泄漏消除电流的幅度等于或大于流向在切换开关22中采用的 晶体管T37的关断泄漏电流的幅度。

为了使流向在泄漏消除开关30中采用的晶体管T38的泄漏消除电流的幅 度等于或大于流向在切换开关22中采用的晶体管T36的关断泄漏电流的幅 度，实现了：使晶体管T38的栅极宽度等于或大于晶体管T36的栅极宽度， 并且使晶体管T38的栅极长度等于或小于晶体管T36的栅极长度。同样地， 为了使流向在泄漏消除开关30中采用的晶体管T39的泄漏消除电流的幅度等 于或大于流向在切换开关22中采用的晶体管T37的关断泄漏电流的幅度，实 现了：使晶体管T39的栅极宽度等于或大于晶体管T37的栅极宽度，并且使 晶体管T39的栅极长度等于或小于晶体管T37的栅极长度。

如上所述，通过在比较模式中使具有等于或大于流过切换开关22的关断 泄漏电流的幅度的幅度的泄漏消除电流在维持正反馈操作的方向上流过泄漏 消除开关30，即使在通过执行易于使关断泄漏电流生成的制造工艺而制造电 路的情况下、以及在模数转换器1低速操作的情况下，也能防止后级差分放 大单元16的增益波动。这样，使采用后级差分放大单元16的模数转换器1 能够去除流过切换开关22的关断泄漏电流的影响，以消除后级差分放大单元 16的增益的波动。

在上述模数转换器1中，图7中示出的后级差分放大单元16被用作两级 放大器17的后级差分放大器。然而，注意，可在两级放大器17中使用的后 级差分放大单元不限于图7中示出的后级差分放大单元16。例如，还可使用 分别在图8至图12中示出的差分放大单元16a至16e中的任一个，来作为两 级放大器17的后级差分放大单元。注意，在图8至图12中，与在图7中示 出的后级差分放大单元16中采用的对应部件具有相同功能的每个配置组成 部件用与对应部件相同的附图标记来表示。

图8中示出的后级差分放大单元16a采用电容元件C3和C4。电容元件 C3的一端连接到在负载电路23中采用的晶体管T34的栅极，而电容元件C3 的另一端接地。同样地，电容元件C4的一端连接到在负载电路23中采用的 晶体管T35的栅极，而电容元件C4的另一端接地。

通过如上所述连接电容元件C3和C4，可使比较模式的操作点更稳定。

图9中示出的后级差分放大单元16b采用晶体管T40和T41。晶体管T40 以级联方式连接到晶体管T34，而晶体管T41以级联方式连接到晶体管T35。 预先确定的偏压被施加到晶体管T40和T41的栅极。

图10中示出的后级差分放大单元16c采用晶体管T42和T43。晶体管 T42以级联方式连接到晶体管T32，而晶体管T43以级联方式连接到晶体管 T33。预先确定的偏压被施加到晶体管T42和T43的栅极。

图11中示出的后级差分放大单元16d采用放大部分44和45。在正相输 出端子26和电容元件C1之间提供的放大部分44放大正相输出信号，并将放 大后的信号提供至电容元件C1。同样地，在反相输出端子25和电容元件C2 之间提供放大部分45，其用作用于放大反相输出信号并将放大后的信号提供 至电容元件C2的放大器。注意，还可使用缓冲器来取代放大部分44和45。 另外，在图11中示出的后级差分放大单元16d中，在泄漏消除开关30中采 用的晶体管T38的一极连接到放大部分44的输入端。然而，在泄漏消除开关 30中采用的晶体管T38的这一极还可连接到放大部分44的输出端。在此情 况下，晶体管T38与放大部分44和电容元件C1并联连接。同样地，在图11 中示出的后级差分放大单元16d中，在泄漏消除开关30中采用的晶体管T39 的一极连接到放大部分45的输入端。然而，在泄漏消除开关30中采用的晶 体管T39的这一极还可连接到放大部分45的输出端。在此情况下，晶体管 T39与放大部分45和电容元件C2并联连接。

图12中示出的后级差分放大单元16e采用电容元件C5和C6。电容元件 C5的一端连接到正相输入端子27，而电容元件C5的另一端连接到在负载电 路23中采用的晶体管T34的栅极。同样地，电容元件C6的一端连接到反相 输入端子28，而电容元件C6的另一端连接到在负载电路23中采用的晶体管 T35的栅极。

下面说明电容元件C5和C6的效果。

令符号gm1表示在后级差分放大单元16e中包括的放大部分21中采用 的晶体管T32和T33的跨导，符号gm2表示在后级差分放大单元16e中包括 的负载电路23中采用的晶体管T34和T35的跨导，符号C表示负载电路23 的负载电容，符号t表示比较模式的时间周期，符号Gr表示在复位模式下操 作的两级放大器17的增益，而符号Gc表示在比较模式下操作的两级放大器 17的增益。在此情况下，在复位模式下操作的两级放大器17的增益Gr可表 示如下：

Gr＝gm1/gm2

对于比较模式的短时间周期t来说，在比较模式下操作的两级放大器17 的增益Gc可表示如下：

Gc＝(gm1+gm2)/C·t

由此，输入转换后的偏移可表示如下：

Vin＝Vos·C/((gm2+gm2/gm1)·t)

在未采用电容元件C5和C6的电路中，输入转换后的偏移可表示如下：

Vin＝Vos·C/(gm2·t)

由此，通过采用电容元件C5和C6，偏移减小的效果可增强与乘积gm2· gm1对应的因子。

注意，在图8至图12中分别示出的差分放大单元16a至16e中的某些的 组合还可用作在模数转换器1中采用的两级放大器17的后级差分放大器。

上面已通过参照附图而详细地说明了某些实施例。然而，上面说明的实 施例仅为本公开的典型实现方式。也就是说，可基于本领域的技术人员的知 识，主要通过已说明的实施例、以及通过对所说明的实施例做出大量改变和 改善而得到的其它实施例，来实现本公开。

本公开包含与2011年3月25日提交至日本专利局的日本在先专利申请 JP 2011-067226中公开的主题相关的主题，这里通过引用将其全部内容包含于 此。