多进制伪随机序列扩频通信方法

摘要

本发明公开了属于通信技术领域的多进制伪随机序列扩频通信方法。它包括以下步骤：1）使用移位寄存器方法或傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列；2）采用多进制扩频序列进行扩频过程：3）采用多进制扩频序列进行解扩。本发明的有益效果为：本发明为扩频通信提供了新型的多进制扩频码，与同样长度的二进制扩频码相比，多进制扩频码扩频增益更高，可用扩频码的数量更多。

说明书

技术领域

本发明属于通信技术领域，特别涉及多进制伪随机序列扩频通信 方法。

背景技术

目前，扩频序列一般采用二进制，二进制码只有两种逻辑状态， 即0和1，如果用信号实际幅度来表示，双极性扩频序列只有两个电压 值，即+A伏或者-A伏电压，而多进制扩频序列如果用信号幅度表示 码元的状态，将有多个电压幅值。

在扩频通信中，要获得大的扩频增益，需要增加扩频序列的长度， 或者为了增加可用扩频序列的数量，必须增加扩频序列的长度。在二 进制条件下，为了获得更多的扩频序列和扩频增益，只有通过增加扩 频序列的位数来满足要求。而太长的扩频序列不仅增加了带宽，还会 造成接收端解扩跟踪同步困难。

在二进制情况下，扩频序列长度越短（至少大于等于7位），其 扩频序列数量越少，扩频增益也越低。

发明内容

本发明针对上述缺陷公开了多进制伪随机序列扩频通信方法。本 发明采用多进制伪随机码型进行扩频通信，由于其扩展后的功率谱比 二进制扩频序列更低，从而可获得更高的扩频增益。

多进制伪随机序列扩频通信方法，其特征在于，包括以下步骤：

1）使用移位寄存器方法或傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序 列；

2）采用多进制扩频序列进行扩频过程：

设待传输的数字基带信号为s(t)，多进制扩频序列为p(t)，数字 基带信号s(t)为1或-1，数字基带信号s(t)保持为1的时间与数字基 带信号s(t)保持为-1的时间相等；在s(t)保持为1的时间内或s(t)保持 为-1的时间内，将数字基带信号s(t)与多进制扩频序列p(t)进行相乘， 进而得到乘积r(t)=s(t)p(t)，则r(t)=p(t)或r(t)=-p(t)；

3）采用多进制扩频序列进行解扩：

在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间均为T_p，T_p是码元 传输速率的倒数；在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间内， 接收端接收到的信号为p(t)或-p(t)；

在发射端与接收端保持同步的条件下，当s(t)保持为1时，解扩结 果为R(t)=p(t)×p(t)=p²(t)，然后进行如下积分运算：

$A_1={\int }_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}={\int }_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

当s(t)保持为-1时，解扩结果为R(t)=-p(t)×p(t)=-p²(t)，然后进 行如下积分运算：

$A_2={\int }_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}=-{\int }_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

然后根据以下方法来确定s(t)保持为1时接收端还原的信号S₁(t) 和s(t)保持为-1时接收端还原的信号S₂(t)：

A₁与A₂中的较大者为A₁，则s(t)保持为1时接收端还原的信号 S₁(t)为1；S(t)=S₁(t)；

A₁与A₂中的较小者为A₂；则s(t)保持为-1时接收端还原的信号 S₁(t)为-1；S(t)=S₂(t)。

所述使用移位寄存器方法产生多进制扩频序列的过程如下：

第1级移位寄存器T₁至第n级移位寄存器T_n的输出数值分别 为x₁~x_n；将第i级移位寄存器的输出数值x_i送入第i乘法器，在第i 乘法器中，将x_i与第i乘法器的相乘系数C_i相乘，i取1至n；然后 将第1乘法器至第n乘法器的输出数值求和，得到

对F进行模K运算，具体说明如下：将F除以K后得到余数b， 将b作为输出反馈输入到第1级移位寄存器T₁，第n级移位寄存器 T_n的输出数值x_n即为多进制扩频序列p(t)，p(t)的最大长度L=Kⁿ。

所述使用傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列的过程如下：

设数字基带信号信号的傅里叶变换为：

P_c(ω)=A(ω)e^jφ(ω)=A₀e^jφ(ω)|ω|≤ω_H

即在给定的频率±ω_H范围内，数字基带信号的幅值为常数A₀，另 外，ω为频率变量，设其中时延t_d为常数；求出P_c(ω)的 傅里叶逆变换$p_c\left(t\right),p_c\left(t\right)={2A}_0{\omega }_H\frac{{\sin \omega }_H(t-t_d)}{{\omega }_H(t-t_d)},$t为时间变量，然后 对p_c(t)进行抽样和量化，抽样间隔量化的级数取K级，K≥ 2；从而形成幅度阶梯信号序列p(t)，p(t)即为傅里叶逆变换法产生的 多进制扩频序列。

本发明的有益效果为：

本发明为扩频通信提供了新型的多进制扩频码，与同样长度的二 进制扩频码相比，多进制扩频码扩频增益更高，可用扩频码的数量更 多。

研究多进制扩频码的自相关函数与互相关函数特性，表明多进制 扩频码具有良好的特性。在加入窄带干扰后，在接收端进行解扩，其 抗窄带干扰性能与二进制扩频码相当或更优，而多进制扩频码的数量 要比二进制码多。

附图说明

图1为K进制扩频码产生方框图

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明。

多进制伪随机序列扩频通信方法包括以下步骤：

1）使用移位寄存器方法或傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序 列；

2）采用多进制扩频序列进行扩频过程：

设待传输的数字基带信号为s(t)，多进制扩频序列为p(t)，数字 基带信号s(t)为1或-1，数字基带信号s(t)保持为1的时间与数字基 带信号s(t)保持为-1的时间相等；在s(t)保持为1的时间内或s(t)保持 为-1的时间内，将数字基带信号s(t)与多进制扩频序列p(t)进行相乘， 进而得到乘积r(t)=s(t)p(t)，则r(t)=p(t)或r(t)=-p(t)；

3）采用多进制扩频序列进行解扩：

在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间均为T_p，T_p是码元 传输速率的倒数；在s(t)保持为1的时间内和s(t)保持为-1的时间内， 接收端接收到的信号为p(t)或-p(t)；

在发射端与接收端保持同步（指发射端的频率和相位均与接收端 相同）的条件下，当s(t)保持为1时，解扩结果为

R(t)=p(t)×p(t)=p²(t)，然后进行如下积分运算：

$A_1={\int }_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}={\int }_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

当s(t)保持为-1时，解扩结果为R(t)=-p(t)×p(t)=-p²(t)，然后进 行如下积分运算：

$A_2={\int }_0^{T_p}R\left(t\right)\mathrm{dt}=-{\int }_0^{T_p}{p}^2\left(t\right)\mathrm{dt}$

然后根据以下方法来确定s(t)保持为1时接收端还原的信号S₁(t) 和s(t)保持为-1时接收端还原的信号S₂(t)：

A₁与A₂中的较大者为A₁，则s(t)保持为1时接收端还原的信号 S₁(t)为1；S(t)=S₁(t)；

A₁与A₂中的较小者为A₂；则s(t)保持为-1时接收端还原的信号 S₁(t)为-1；S(t)=S₂(t)。

因此，步骤3）实现了数字基带信号s(t)的恢复。

使用移位寄存器方法产生多进制扩频序列的过程如下：

第1级移位寄存器T₁至第n级移位寄存器T_n的输出数值分别 为x₁~x_n；将第i级移位寄存器的输出数值x_i送入第i乘法器，在第i 乘法器中，将x_i与第i乘法器的相乘系数C_i相乘，i取1至n；然后 将第1乘法器至第n乘法器的输出数值求和，得到

对F进行模K运算，具体说明如下：将F除以K后得到余数b， 将b作为输出反馈输入到第1级移位寄存器T₁，第n级移位寄存器 T_n的输出数值x_n即为多进制扩频序列p(t)，p(t)的最大长度L=Kⁿ。

使用傅里叶逆变换方法产生多进制扩频序列的过程如下：

设数字基带信号信号的傅里叶变换为：

P_c(ω)=A(ω)e^jφ(ω)=A₀e^jφ(ω)|ω|≤ω_H

即在给定的频率±ω_H范围内，数字基带信号的幅值为常数A₀，另 外，ω为频率变量，设其中时延t_d为常数，即相频特性 为线性特性；求出P_c(ω)的傅里叶逆变换p_c(t)， t为时间变量，然后对p_c(t)进行抽样和量 化，抽样间隔量化的级数取K级，K≥2；将量化后的样值 信号进行时间保持，保持时间从本样值开始直到下一个样值，从而形 成幅度阶梯信号序列p(t)，p(t)即为傅里叶逆变换法产生的多进制扩频 序列。

下面对本发明的抗干扰性能进行分析

1）若干扰信号为n(t)，它与扩频后的信号进行混合，进而形成 的信号为R₁(t)=r(t)+n(t)，解扩后的积分输出为：

$A_1={\int }_0^{T_p}[r\left(t\right)+n\left(t\right)]p\left(t\right)\mathrm{dt}$

$={\int }_0^{T_p}s\left(t\right)p^2\left(t\right)\mathrm{dt}+{\int }_0^{T_p}n\left(t\right)p\left(t\right)\mathrm{dt}$

由于n(t)与p(t)互不相关，可正可负，积分结果 很小，从而实现了抑制噪声干扰的目的。

2）从频域看，根据傅里叶变换的性质，二个信号相乘后的傅里 叶变换等于二个信号分别傅里叶变换后的卷积，即存在傅里叶变换 对：这里N(ω)是n(t)的傅里叶变换，其中“*” 代表卷积分运算，由于多进制信号的功率谱P_c(ω)更小，经积分器后 进入带内的噪声就更小，多进制伪随机码的功率谱比二进制伪随机码 的功率谱更低，因此，扩频增益更高。

3）以m序列二进制扩频序列为例，取m=10，L=1023位长的二 进制扩频序列，再取L=1023位的多进制扩频序列，对单频干扰进行 解扩处理，可得二进制扩频序列的扩频增益为27dB，而多进制扩频 序列的扩频增益为29dB。可见，多进制扩频的扩频增益更高。

本发明通过研究新型扩频通信扩频序列码型和产生方法，解决现 有的二进制扩频序列长度较短时可用码组数量少的问题，并有效提高 扩频序列抗干扰性。