Per-tone均衡器的设计方法及实现装置

摘要

本发明公开了一种Per-tone均衡器的设计方法及实现装置。本发明的方法分为均衡器抽头数目分配和均衡器抽头最优系数获取两步，从而避免了遍历搜索V-PTEQ均衡器最优系数导致的高复杂度；其实现装置包括均衡器抽头数目分配子装置和均衡器抽头最优系数获取子装置。本发明以信道条件为依据，为每个发送天线的每个子载波分配不等的均衡器抽头数目，使采用SV-PTEQ均衡器的系统的性能优于采用PTEQ均衡器的系统。

说明书

技术领域

本发明涉及通信领域，特别涉及MIMO-OFDM系统中Per-tone均衡器的一 种低复杂度设计方法及实现装置。

背景技术

多输入多输出正交频分复用(Multi-Input Multi-Output Orthogonal Frequency Division Multiplexing，MIMO-OFDM)系统兼具OFDM技术的高速率、高频谱 利用率和低接收机复杂度等优点和MIMO技术提高系统容量的效果。当系统中 循环前缀(Cyclic Prefix，CP)的长度不足以完全消除多径传播导致的符号间干 扰(Inter Symbol Interference，ISI)和载波间干扰(Inter Carrier Interference，ICI) 时，残余的干扰使系统误码率上升。

Per-tone(逐个子载波)均衡是针对性技术，即在系统接收机中每个子载波 上加入一个均衡器，在频域对信号进行均衡处理，消除因CP不足引起的干扰， 从而降低系统的误码率。Per-tone均衡器的最优系数是根据信道估计的结果求取 得到的。

现有文献中给出的Per-tone均衡器设计(即，均衡器抽头系数求取)方法主 要有两种。一种是规定所有子载波上的均衡器的抽头数目相等(以下简称“等 长”)，然后计算接收的导频经均衡器后的输出和发送的导频之间的误差，使这 个误差的均方值最小，即得到基于最小均方误差(MMSE)准则的Per-tone均衡 器系数。另一种是规定各个子载波的均衡器抽头数目可以不等且可随时间改变 (以下简称“抽头数可变”)，固定均衡器抽头总数，采用遍历搜索的方法，遍 历每种均衡器抽头数目分配方案，基于MMSE准则求出在该分配方案下的 Per-tone均衡器系数，然后计算系统采用所设计得到的均衡器后能够达到的性 能，选用其中使得系统性能最优的一个均衡器抽头数目分配方案及该方案下均 衡器的系数。

在对现有技术进行分析后，发明人发现：等长的Per-tone均衡器(以下简称 PTEQ，Per-tone equalizer)不适用于MIMO-OFDM系统，因为各天线对的各子 载波之间所经历的信道条件是不同的，信道条件较好的子载波只需要抽头数目 较少的均衡器就可以达到理想的性能，而信道条件较差的子载波则需要抽头数 目较多的均衡器才能保证传输质量要求；用遍历搜索法设计抽头数可变Per-tone 均衡器(以下简称V-PTEQ，Variable length Per-tone Equalizer)也难以应用于 MIMO-OFDM系统，因为无线信道每次变化都要求系统产生与当前信道相匹配 的一组均衡器抽头系数，而频繁地用遍历的方法来得到均衡器系数会导致设计 复杂度过高，难以在接收机中实现。

发明内容

本发明提供抽头数可变的Per-tone均衡器的一种低复杂度设计方法及装置， 用这种方法设计得出的抽头数可变的Per-tone均衡器简称为SV-PTEQ均衡器， 其中S表示“设计简单”。本发明方法可用于MIMO-OFDM系统接收机中，作 为其中的一个模块，用其设计得出的SV-PTEQ均衡器能有效降低系统因CP不 足导致的干扰，从而提高系统性能，且采用该设计方法使系统的实现复杂度较 低。本发明方法也可用于多输入单输出OFDM系统(MISO-OFDM系统)、单输 入多输出OFDM系统(SIMO-OFDM系统)、单输入单输出OFDM系统 (SISO-OFDM系统)即普通的OFDM系统中，因为这三种系统都是 MIMO-OFDM系统的简化特例。

本发明通过以下技术方案来实现。(1)均衡器抽头数目分配：进行信道估 计，得到信道信息，结合系统参数，得到各发送天线上各子载波的平均信干噪 比，根据平均信干噪比将均衡器抽头总数分配到各发送天线的各子载波上。(2) 均衡器抽头最优系数获取：对每一个子载波，根据分配到的抽头数目，得到均 衡器抽头最优系数；逐个子载波进行，直到求出所有子载波上的均衡器的全部 抽头系数。

本发明的有益效果为：

(1)本发明提供的低复杂度设计方法以信道条件为依据，为每个发送天线 的每个子载波分配不等的均衡器抽头数目，使采用SV-PTEQ均衡器的系统的性 能优于采用PTEQ均衡器的系统。

(2)本发明提供的低复杂度设计方法分为“均衡器抽头数目分配”和“均 衡器抽头最优系数获取”两步，从而避免了遍历搜索V-PTEQ均衡器最优系数 导致的高复杂度。

附图说明

图1是本发明具体实施方式中所述的采用SV-PTEQ均衡器的MIMO-OFDM 系统示意图；

图2是本发明具体实施方式中提供的SV-PTEQ均衡器设计方法的流程图；

图3是本发明具体实施方式中提供的得到各发送天线各子载波的抽头数目 的流程图；

图4是本发明具体实施方式中提供的SV-PTEQ均衡器抽头数目分配和最优 系数获取装置示意图；

图5是在多个信噪比条件下采用抽头总数相同的PTEQ均衡器和SV-PTEQ 均衡器时的系统性能曲线；

图6是在多个均衡器抽头总数条件下采用PTEQ均衡器和SV-PTEQ均衡器 时的系统性能曲线。

具体实施方式

本发明方法设计出的SV-PTEQ均衡器在MIMO-OFDM系统中的应用方式 如图1所示。具体包括：

发送端110：

第k个OFDM符号时间间隔内，N个输入数据经串并变换，调制到N个并 行的子载波上，再经反向快速傅里叶变换(IFFT)、加CP、并串变换，最后在 第p个发送天线上发送出去。其中，发送天线序号p＝1，2...P，P是发送天线总数。

在第k个OFDM符号时间间隔内，P个发送天线的第n个子载波上要发送 的频域数据记为P维的列向量X_k，n，其中子载波序号n＝1，...，N。则在时刻q (q＝ks，...，(k+1)s-1，s＝N+v，v为CP长度)发送的P维时域数据列向量为

$x_q=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{X}_{k,n}{e}^{j\frac{2\pi }{N}n(q-\mathrm{ks}-v)}---\left(1\right)$

其每个元素的功率谱密度记为σ_d²。当x_q是导频时记为

多径衰落信道120：

第p(p＝1，2...P)个发送天线到第m(m＝1，2...M，M为接收天线总数)个接 收天线之间的信道冲激响应记为向量h^m，p＝[h^m，p(0)，...，h^m，p(l)，...，h^m，p(L-1)]。其中， L是路径数目，路径序号l＝0，1，...，L-1，h^m，p(l)是第p个发送天线到第m个接收 天线之间第l条路径上的信道冲激响应。

接收端130：

在q时刻MIMO-OFDM系统接收天线处的时域接收信号向量为

$y_q=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{H}_l{x}_{q-l}+z_q---\left(2\right)$

其中，y_q为M维时域接收信号列向量，其元素为来自M个天线的接收信号，当y_q是导频时记为z_q为均值为O_M×1(M维全零列向量)、方差为σ_z²·[1…1]_1×M^T的M 维时域噪声列向量，(·)^T表示转置运算；H_l则为M×P维信道冲激响应矩阵，

$H_l=\left(\begin{array}{cccc}{h}^{\mathrm{1,1}}\left(l\right)& h^{\mathrm{2,1}}\left(l\right)& ...& h^{P,1}\left(l\right)\\ h^{\mathrm{1,2}}\left(l\right)& h^{\mathrm{2,2}}\left(l\right)& ...& h^{P,2}\left(l\right)\\ ...& ...& ...& ...\\ h^{1,M}\left(l\right)& h^{2,M}\left(l\right)& ...& h^{P,M}\left(l\right)\end{array}\right)---\left(3\right)$

l＝0，1，...，L-1

图1所示的MIMO-OFDM系统频域接收信号可用公式表示为

$Y_k^{m,p}={\mathrm{FH}}^{m,p}{F}^H{X}_k^p-{\mathrm{FA}}^{m,p}{F}^H{X}_k^p+{\mathrm{FB}}^{m,p}{F}^H{X}_{k-1}^p+Z_k^{m,p}---\left(4\right)$

式中，(·)^H表示共轭转置运算；左侧Y_k^m，p为第m个接收天线接收到的第k个频域 OFDM符号中来自第p个发送天线的部分，它是一个N维的列向量，其N个元 素对应于第m个接收天线的N个子载波；右侧X_k^p(不同于式(1)中的P维的 列向量X_k，n)为第p个发送天线发送的第k个频域OFDM符号，它是一个N维 的列向量，其N个元素对应于第p个发送天线的N个子载波。式(4)右侧第一项 为信号分量；第二项为ICI分量，当CP长度不足时存在；第三项为ISI分量， 当CP长度不足时存在；第四项Z_k^m，p为第p个发送天线与第m个接收天线间的第 k个OFDM符号期间的噪声的频域表达，是一个N维高斯白噪声列向量，其各 个元素均值为零，方差为σ_z²。式(4)中，F为N×N维快速傅里叶变换(FFT)矩 阵，信道信息矩阵

$H^{m,p}={\left(\begin{array}{ccccccccc}{h}^{m,p}\left(0\right)& 0& 0& 0& 0& h^{m,p}(L-1)& h^{m,p}(L-2)& ...& h^{m,p}\left(1\right)\\ h^{m,p}\left(1\right)& h^{m,p}\left(0\right)& 0& 0& 0& 0& h^{m,p}(L-1)& ...& h^{m,p}\left(2\right)\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ h^{m,p}(L-2)& h^{m,p}(L-3)& h^{m,p}(L-4)& ...& h^{m,p}\left(0\right)& 0& 0& ...& h^{m,p}(L-1)\\ h^{m,p}(L-1)& h^{m,p}(L-2)& h^{m,p}(L-3)& ...& h^{m,p}\left(1\right)& h^{m,p}\left(0\right)& 0& ...& 0\\ 0& h^{m,p}(L-1)& h^{m,p}(L-2)& ...& h^{m,p}\left(2\right)& h^{m,p}\left(1\right)& h^{m,p}\left(0\right)& ...& 0\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ 0& 0& 0& 0& h^{m,p}(L-1)& h^{m,p}(L-2)& h^{m,p}(L-3)& ...& h^{m,p}\left(0\right)\end{array}\right)}_{N\times N},---\left(5\right)$

ICI干扰矩阵

$A^{m,p}={\left(\begin{array}{ccccccccc}0& ...& h^{m,p}(L-1)& h^{m,p}(L-2)& ...& h^{m,p}(v+1)& 0& ...& 0\\ 0& ...& 0& h^{m,p}(L-1)& ...& h^{m,p}(v+2)& 0& ...& 0\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ 0& ...& 0& 0& ...& h^{m,p}(L-1)& 0& ...& 0\\ 0& ...& 0& 0& ...& 0& 0& ...& 0\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ 0& ...& 0& 0& ...& 0& 0& ...& 0\end{array}\right)}_{N\times N},---\left(6\right)$

ISI干扰矩阵

$B^{m,p}={\left(\begin{array}{ccccccc}0& ...& 0& h^{m,p}(L-1)& h^{m,p}(L-2)& ...& h^{m,p}(v+1)\\ 0& ...& 0& 0& h^{m,p}(L-1)& ...& h^{m,p}(v+2)\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ 0& ...& 0& ...& ...& ...& h^{m,p}(L-1)\\ 0& ...& 0& ...& ...& ...& 0\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ 0& ...& 0& ...& ...& ...& 0\end{array}\right)}_{N\times N}.---\left(7\right)$

信道估计131：接收导频经过信道估计，得到信道冲激响应估值矩阵 (l＝0，1，...，L-1)和噪声方差σ_z²。信道估计可以用现有的方法。这里，是q时 刻P个发送天线上的发送导频经有噪多径信道到达M个接收天线处的接收导 频，与满足式(2)关系；中的每个元素均为式(3)的H_l中的对应元素的估值。

均衡器抽头数分配与系数获取132：根据接收导频已知的发送导频信道冲激响应估值矩阵(l＝0，1，...，L-1)和噪声方差σ_z²，经过本发明提供的均衡 器设计(抽头数目分配和最优系数获取)方法/实现装置得到SV-PTEQ均衡器最 优系数w_t，n′^p(均衡器抽头序号子载波序号n＝1，2...N，发送天线序号 p＝1，2...P)。

滑动FFT133：接收数据去除CP，经过滑动FFT(S1iding FFT)。滑动FFT 的方法为本领域的工程人员所熟知。

Per-tone均衡与分集合并134：滑动FFT输出的数据经过SV-PTEQ均衡器。 均衡的目的是尽可能消除式(4)中的ICI分量和ISI分量。均衡后的数据进行分集 合并，所得P维频域数据向量(n＝1，2...N，p＝1，2...P)就是发送端频域数据向量X_k，n的估值。δ是同步时延，由同 步模块提供。同步可用现有的方法。

本发明提供的SV-PTEQ均衡器设计方法，即图1中的均衡器抽头数分配与 系数获取132，参见图2，该方法包括均衡器抽头数目分配和最优系数获取两步：

210：第一步，均衡器抽头数目分配，包括：

211：根据输入的信道冲激响应估值矩阵(l＝0，1...L-1)及其长度L、子载 波个数(快速傅里叶变换点数)N、CP的长度v、发送天线数P、接收天线数M， 按式(5)构建信道信息估值矩阵按式(6)构建ICI干扰估值矩阵按式(7) 构建ISI干扰估值矩阵构建快速傅里叶变换矩阵F；

212：根据所述的信道信息估值矩阵ICI干扰估值矩阵ISI干扰 估值矩阵快速傅里叶变换矩阵F、信号的功率谱密度σ_d²和噪声方差σ_z²， 得到各发送天线上各子载波的平均信干噪比的估值SINR_n^p，n＝1，2...N， p＝1，2...P；

假设发送的频域OFDM符号之间相互独立，即

$ϵ\left\{X_i^{\mathrm{pH}}{X}_j^p\right\}={\sigma }_d^2\delta (i-j)---\left(8\right)$

式中，ε{·}表示求期望运算。则由式(4)可得第p个发送天线第n个子载波数据 在接收端均衡前的平均信干噪比的估值

${\mathrm{SINR}}_n^p=\frac{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}ϵ\left\{{\left[D^{m,p}{X}_k^p\right]}_n{\left[D^{m,p}{X}_k^p\right]}_n^H\right\}}{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}ϵ\left\{{\left[Y_k^{m,p}\right]}_n{\left[Y_k^{m,p}\right]}_n^H\right\}-\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}ϵ\left\{{\left[D^{m,p}{X}_k^p\right]}_n{\left[D^{m,p}{X}_k^p\right]}_n^H\right\}}$

$=\frac{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{\left[D^{m,p}\right]}_n{\left[D^{m,p}\right]}_n^H}{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}\{{\left[{\mathrm{FC}}^{m,p}{F}^H\right]}_n{\left[{\mathrm{FC}}^{m,p}{F}^H\right]}_n^H-{\left[D^{m,p}\right]}_n{\left[D^{m,p}\right]}_n^H+{\left[F{\hat{B}}^{m,p}{F}^H\right]}_n{\left[F{\hat{B}}^{m,p}{F}^H\right]}_n^H+\frac{{\sigma }_z^2}{{\sigma }_d^2}\}}---\left(9\right)$

其中，[·]_n表示取矩阵的第n行，

213：根据输入的抽头总数T_budget、每一个均衡器的最大抽头数目T_max和各发 送天线上各子载波的平均信干噪比的估值SINR_n^p，得到各发送天线上各个子载波 的抽头数目T_n^p(n＝1，2...N，p＝1，2...P)，使得信道条件较好的子载波(平均信干噪比 较大)的抽头数目较少，而信道条件较差的子载波的抽头数目较多，且每个发 送天线的每个子载波至少分到1个抽头。

220：第二步，均衡器抽头最优系数获取，包括：

221：根据同步时延δ、噪声方差σ_z²和噪声的独立同分布假定，得到发送导 频的滑动FFT，输出P维的频域列向量

和噪声自相关矩阵R_zz。

再对接收导频做滑动FFT，输出M维的频域列向量

222：逐个得到P个发送天线的N个子载波的均衡器抽头最优系数向量w_t，n′^p， p＝1，2...P，n＝1，2...N。其中，w_t，n′^p是使下式中均方误差最小的那一个向量w_t，n^p，

式中，(δ)为向量(δ)的第p行；是用抽头系数为w_t，n^p的均衡器均衡 后恢复出来的δ时刻第p个发送天线第n个子载波上的导频，即

得到的均衡器抽头最优系数向量w_t，n′^p为M维行向量，均衡器抽头序号 子载波序号n＝1，2...N，发送天线序号p＝1，2...P。

下面详细叙述得到各发送天线各子载波的抽头数目的方法：

本发明提供的得到各发送天线各子载波的抽头数目即图2中步骤213的流 程见图3，该方法包括：

310：初始化迭代序号c＝0，根据系统设定的均衡器抽头总数T_budget，先为每 个发送天线的N个子载波各分配一个抽头，即因此剩余的抽头数目 T_rest(c)＝T_budget-PN。

320：更新迭代序号c＝c+1，按各发送天线的各个子载波的SINR_n^p倒数大小的 比例，将T_rest(c-1)分配到各个发送天线的各个子载波，但每个子载波上均衡器抽 头数目不超过系统设定的每一个均衡器的最大抽头数目T_max，

式中，表示向下取整，Ψ为包括所有均衡器抽头数目已达到最大值(即 的子载波的集合。得到剩余的抽头数目

$T_{\mathrm{rest}}\left(c\right)=T_{\mathrm{budget}}-\underset{p=1}{\overset{P}{\Sigma }}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{T}_n^p\left(c\right)---\left(15\right)$

330：判断T_rest(c)≤PN-|Ψ|是否成立，其中|·|表示求集合的基数，即集合 中元素的数量。如果不成立，则返回320所示的步骤，继续循环迭代；如果成 立则跳出循环，进行340所示步骤。

340：给(集合Ψ的补集)中平均信干噪比较小的子载波各加一个抽头， 仅对中平均信干噪比较小的T_rest(c)个子载波。(16) 若同为最小平均信干噪比的子载波数目大于剩余的抽头数目，可随机地给其中 T_rest(c)个子载波各加一个抽头。最后输出每个发送天线的每个子载波的抽头数目

$T_n^P=T_n^P\left(c\right),$n＝1，...，N，p＝1，...，P    (17)

以上所述本发明的均衡器抽头数目分配和最优系数获取方法是通过如图4 所示装置实现的，具体包括：

均衡器抽头数目分配子装置410，包括：

矩阵构建模块411：根据输入的信道冲激响应估值矩阵(l＝0，1...L-1)及其 长度L、子载波个数(快速傅里叶变换点数)N、CP长度v、发送天线数P、接 收天线数M，构建信道信息估值矩阵ICI干扰估值矩阵ISI干扰估值 矩阵和快速傅里叶变换矩阵F；

子载波信干噪比获取模块412：根据所述的信道信息估值矩阵ICI干 扰估值矩阵ISI干扰估值矩阵快速傅里叶变换矩阵F、信号的功率谱 密度σ_d²和噪声方差σ_z²，得到各发送天线上各子载波的平均信干噪比的估值 SINR_n^p，n＝1，2...N，p＝1，2...P；

抽头数分配模块413：根据系统设定的抽头总数T_budget、系统设定的每一个均 衡器的最大抽头数目T_max和所述的各发送天线上各子载波的平均信干噪比的估 值SINR_n^p，得到各发送天线上各个子载波的抽头数T_n^p，n＝1，2...N，p＝1，2...P；

均衡器抽头最优系数获取子装置420，包括：

相关矩阵构建模块421：根据已知的发送导频接收导频同步时延δ、 噪声方差σ_z²和对噪声的独立同分布假定，得到发送导频的滑动FFT输出接收导频的滑动FFT输出和噪声自相关矩阵R_zz；

均衡器最优系数获取模块422：根据输入的发送导频的滑动FFT输出 接收导频的滑动FFT输出噪声自相关矩阵R_zz、快速傅里叶变 换矩阵F和各发送天线的各个子载波的抽头数T_n^p，得到各发送天线的各个子载 波的均衡器抽头最优系数向量w_t，n′^p，n＝1，2...N，p＝1，2...P。

下面具体详细地论述用本发明方法或装置产生的SV-PTEQ均衡器的优良性 能：

因为以各发送天线各个子载波的信道条件的相对优劣为依据进行均衡器抽 头数目的合理分配，采用本发明方法设计出的SV-PTEQ均衡器的系统的性能优 于采用PTEQ均衡器的系统。这一有益效果可以通过对采用PTEQ均衡器或 SV-PTEQ均衡器的MIMO-OFDM系统分别进行仿真，考察比较系统的误符号率 (SER)来证实。

取MIMO-OFDM系统的发送天线数目P＝2，接收天线数目M＝2。采用IEEE 802.11a标准中规定的系统参数，即子载波数N＝64，CP长度v＝16，各子载波上 的数据均采用QPSK调制。理想信道估计，无纠错编码。接收端有128个均衡 器，对应于发送端发送的PN＝2×64＝128路频域数据。采用PTEQ均衡器的 MIMO-OFDM系统中各发送天线各子载波上均衡器抽头数目均取为T＝12或 T＝20，即均衡器抽头总数T_budget＝TPN＝1536或2560。相应地，采用SV-PTEQ均 衡器的MIMO-OFDM系统中也取T_budget＝1536或2560，使两个系统的均衡处理 复杂度相同。

仿真采用28径瑞利慢衰落信道，各径能量呈指数递减，最后一径能量为第 一径能量的1％。每次仿真都随机地、独立地生成信道、数据及噪声。每次仿真 发送100个OFDM符号。

分别采用上述两种均衡器以及无均衡(即只有为消除信道的影响而进行的一 阶频域均衡)时MIMO-OFDM系统的SER性能曲线由500次蒙特卡罗仿真的结 果进行平均得到，见图5。由图可见，采用这两种均衡器都可以提高系统的SER 性能，而采用SV-PTEQ均衡器的系统的SER性能要优于采用PTEQ均衡器的系 统。

再给定信噪比SNR＝15dB或25dB，比较在不同均衡器抽头总数时采用两种 均衡器导致的系统SER性能。图6给出500次蒙特卡罗仿真结果的平均。图中， 横坐标所示T_budget为均衡器抽头总数。PTEQ均衡器的每个子载波上抽头数目按 T＝T_budget/PN确定。由图可见，当T_budget＝PN＝128，即各子载波上均衡器只有一个 抽头时，系统的SER性能与无均衡(即只有为消除信道的影响而进行的一阶频 域均衡)时相同，这是因为两种均衡算法的抽头数目分布相同，都只做了一阶 的频域均衡。而随着T_budget的增加，采用SV-PTEQ均衡器的系统的性能逐渐好 于采用PTEQ均衡器的系统，T_budget越大，SV-PTEQ均衡器相比于PTEQ均衡器 的性能增益就越大，这证明了抽头数目按实际信道条件分配可以提高系统性能。

本发明方法或装置的低复杂度特性通过与现有方法的比较来体现：

因为将均衡器抽头数目分配与最优系数获取分为先后独立完成的两步，均 衡器抽头最优系数获取只需进行一次，本发明方法或装置的复杂度比遍历搜索 V-PTEQ均衡器最优系数的复杂度大大降低。这一有益效果可以通过与PTEQ或 V-PTEQ的设计复杂度比较来验证。

由于V-PTEQ均衡器在MIMO-OFDM系统中的设计复杂度太高而难以实用， 故我们给出在SISO-OFDM系统中三种均衡器的设计复杂度如下。求取PTEQ均衡 器系数所需的计算量为

$O(13Q{T}_{\mathrm{budget}}+5\frac{Q{T}_{\mathrm{budget}}^2}{N^2})---\left(18\right)$

式中Q是递归次数，约为100。

V-PTEQ均衡器的抽头数目分配和最优系数获取需要联合地遍历试凑，其计 算量至少是PTEQ均衡器系数计算量的T_budget倍，即为

$>O(13Q{T}_{\mathrm{budget}}^2+5\frac{{\mathrm{QT}}_{\mathrm{budget}}^3}{N^2})---\left(19\right)$

SV-PTEQ均衡器设计的计算量为均衡器抽头数目分配的计算量与最优系数 获取的计算量之和。均衡器抽头数目分配这一步需要得到各发送天线各个子载 波的信干噪比的估值，所用的公式见(9)式，各发送天线各个子载波的信干噪比 估值需构建得到和FC^m，pF^H，共需要进行5N次快速傅里叶变换， 计算量为2.5N²log₂N。抽头数目分配这一步(图3中的320)的循环迭代的计算量 不大，忽略不计。均衡器最优系数获取的计算量与PTEQ均衡器的相近。因此， SV-PTEQ均衡器设计的计算量约为

$O(2.5N^2{\log }_{2}N+13Q{T}_{\mathrm{budget}}+5\frac{{\mathrm{QT}}_{\mathrm{budget}}^2}{N^2})---\left(20\right)$

明显低于V-PTEQ均衡器设计的计算量。

本发明提出的设计方法和实现装置可以应用于MIMO-OFDM系统中，也可 用于SIMO-OFDM系统、MISO-OFDM系统和SISO-OFDM系统(即普通的OFDM 系统)中；使用所得的SV-PTEQ均衡器的系统的性能优于使用PTEQ均衡器的系 统，而SV-PTEQ均衡器设计方法和实现装置的复杂度低于V-PTEQ均衡器的设计 复杂度。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的 精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的 保护范围之内。