断路器电流源供电系统的电流连续型开关调整限压电路

摘要

断路器电流源供电系统的电流连续型开关调整限压电路，其检测调理电路包括供电电路、启动控制电路、泄放控制电路及7个节点①-⑦；当从供电电路的节点③经启动控制电路的节点④输入到Q3的电压到达启动控制电路的开启值时，Q3导通、并经节点②向Q1输入开启电压，使供电电路的Q1导通。当从节点③输入到Q3的电压小于启动控制电路的开启值时，Q3关断，启动控制电路从节点②向Q1输入的电压转换为0，使Q1关断。当从供电电路的节点⑤经泄放控制电路的节点⑥输入到U1的电压大于Vre时，泄放控制电路的节点⑦的电压大于其Q2的开启值，使Q2导通并泄放多余能量，同时使节点②和节点③的电压均转换为0，控制Q1关断。当从节点⑤输入的电压小于Vre时，节点⑦的电压小于Q2的开启值，使Q2关断并停止泄放能量，同时使Q1的通/断切换不受所述泄放控制电路的控制。

说明书

技术领域

本发明涉及一种低压断路器的电子脱扣器的电源装置，特别是具体涉及应用于断路器 电流源供电系统的电流连续型开关调整限压电路。

背景技术

低压断路器具有的多种功能，是以脱扣器或附件的形式实现的，脱扣器是断路器本身 的一个组成部分，根据用途、使用场合和本身体积的不同，断路器可选择配备不同的脱扣 器。随着智能型断路器的问世，电子脱扣器(ETU)是目前断路器采用的一种智能脱扣器， 它通过穿芯式电流互感器采集信息并进行数据分析和处理，从而控制断路器的运行参数。 电流互感器是现代断路器中普遍使用的部件，来自断路器所控制的电网主电路的导线均穿 过该电流互感器的环形铁芯，以主电路构成电流互感器的一次线圈，形成在电流互感器铁 芯上的二次线圈所产生的感应电流作为测量仪表或继电器等装置所用的标准化电流。电子 脱扣器的智能芯片通过从电流互感器的二次线圈采集到的小电流信号，实时监测断路器所 控制的主电路中的大电流的情况，电子脱扣器的常用供电方式是由电流互感器供电，其优 点是可以随电网主电路的接通自动开始工作。

电子脱扣器的这种自供电的电源装置结构例如已在CN200910162291.3号中国发明专利 申请公布说明书中公开。在其中，特别是图2和第7-9页描述了一种智能脱扣器的电源电 路的电路图和作用原理，它采用比较器U1控制MOS管的导通/关闭，通过在电流互感器的 输入电流过大时导通MOS管来实现泄放能量。它的缺陷是没有启动控制电路，其MOS管在 启动到正常供电的过程中始终是关闭的，从而带来了两大问题。第一个问题是泄能过大， 原因是：为了满足在电流互感器的输入电流较小时能保证供电，所以在供电电路中不能设 置限流电路，从而导致由比较器U1和MOS管组成的泄能电路在电流互感器的输入电流尚处 于正常范围就开始泄能，才能保证正常供电。第二个问题是工作电压不稳，原因是：由于 没有启动电路，而断路器的主电路中的电流随用户端负载的变化而有很大的变化，即电流 互感器的输入电流随用户端负载的变化而波动，从而导致电源电路输出的工作电压不稳， 虽然采用稳压电路可以解决，但效果不能令人满意。由此可见，低压断路器电子脱扣器的 供电方式是以电流互感器二次线圈感应主电路母排电流产生的二次侧电流作为电子脱扣器 的电源。因断路器后端用电设备在正常工作与非正常状况下时母排电流大小变化巨大，从 而互感器感应出的能量变化也很巨大。对于电子脱扣器来说，要求好的电源系统第一在母 排电流大时，能完全泄放掉多余的能量，确保电子脱扣器始终处于正常工作的情况下，第 二必须在母排电流小的时能够充分利用能量。上述已有技术虽然能够实现母排电流大时， 把多余的能量完全泄放掉。但是，母排电流小时，却不能充分利用有限的能量。

现有电源装置也有采用两个NMOS管(Q1和Q2)组成的启动电路，通过NMOS管Q1控制 NMOS管Q2导通/关闭来实现电源电路的通/断，但它存在电源电路自身的损耗偏大的问题。 具体地说，为了维持NMOS管Q1的持续导通，NMOS管Q1上的栅源电压V_GS必须大于开启电 压V_GS(th)，即必须＞4V，以NDD05N50Z这款NMOS管为例，其开启电压VGS(th)范围为 3V≤V_GS(th)≤4.5V，取V_GS(th)＝4V，即栅源电压V_GS必须大于4V。因为VGS≈VDS，也就意味 着VDS＞4V才能使NMOS管Q1持续导通。这样的导通损耗看起来虽然不大，但是经过试验 证明，拿Ex9A框架断路器为例，在现有速饱和线圈的情况下，若在不使用辅助电源的前提 下，母排电流要上升到380A时，控制器才能启动工作，与启动要求的最低240A相距甚远， 因此根本无法保证规格为400A的断路器正常工作。这样对于追求低电流启动的控制器来说 (这里的低电流指的是电流互感器一次侧母排上的电流)，这样的损耗已经影响到了控制 器在低电流情况下工作的动作性能。另外，在NMOS管Q2工作切换到NMOS管Q1工作的过 程中，因Q1有自己固有的开通延迟时间，(如NDD05N50Z这款NMOS管约为11ns)，所以在 这个时间里，Q2与Q1都工作在关断的模式下，这样就造成了速饱和的电流互感器的二次线 圈会出现短暂开路的现象，开路达11ns，而速饱和线圈作为电流源，其线圈端子上电压只 有几伏，因而铁芯中的磁通量是很小的。一次线圈磁动势虽然可达到几百安或上千安匝或 更大，但是大部分被二次线圈所建立的去磁磁动势所抵消，只剩下很小一部分作为铁芯的 励磁磁动势以建立铁芯中的磁通。如果在运行中时二次线圈断开，副边电流等于零，那么 起去磁作用的磁动势消失，而互感器原边的磁动势不变，一次电流将全部成为励磁电流， 这将使铁芯中磁通量急剧增大，交变的磁通在二次线圈上将感应出很高的电压，其峰值可 达几千甚至上万伏，这么高的电压作用于二次线圈及二次回路上，将严重威胁仪表和操作 人员人身安全和设备的安全，另外，二次线圈开路还会使铁芯严重发热以致烧坏线圈绝缘 或使一次高压侧对地短路，保护可能因无电流而不能反映故障，对于差动保护和零序电流 保护则可能因开路时产生不平衡电流而误动作。所以《规程》规定，电流互感器二次侧在 运行中严禁开路。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种断路器电流源供电系统的电流连续型开关调整限 压电路，能够以尽可能低成本的电路结构，降低电子脱扣器电源电路的自身损耗，同时还 可避免电流互感器二次侧出现短暂开路的现象。

本发明的上述技术问题是这样来解决的：该断路器电流源供电系统的电流连续型开关 调整限压电路包括电流互感器10，电流互感器10包括电流互感器铁芯100、绕在电流互感 器铁芯100上的速饱和线圈102，断路器的一次侧导体101(即一次侧母排)从电流互感器 铁芯100穿过，与速饱和线圈102的输出端连接的整流滤波电路20，一检测调理电路1000 与整流滤波电路20的输出端连接，所述的检测调理电路1000包括电流连续型供电电路30、 启动控制电路40和泄放控制电路50、以及电路中的第一节点①、第二节点②、第三节点③、 第四节点④、第五节点⑤、第六节点⑥、第七节点⑦。一个第二电阻R2串联连接在第一节 点①与第三节点③之间，一个第一MOS管Q1串联连接在第一节点①与第五节点⑤之间，一 个第二MOS管Q2串联连接在第三节点③与地极之间，一个第三MOS管Q3串联连接在第二 节点②与地极之间，一个集成运放U1的同向输入端接第六节点⑥，集成运放U1的输出端 和第二MOS管Q2的G极并接第七节点⑦，一个第五电阻R5串联连接在第四节点④与地极 之间，第三MOS管Q3的G极接第四节点④，整流滤波电路20的输出端的正极接电流连续 型供电电路30的输入端的第一节点①，电流连续型供电电路30的输出端的第五节点⑤接 负载的正极，第四节点④的输入端并接第三节点③。当从电流连续型供电电路30的第三节 点③经启动控制电路40的第四节点④输入到第三MOS管Q3的电压到达启动控制电路40的 开启值时，启动控制电路40的第三MOS管Q3的S极与D极之间导通、并经第二节点②向 第一MOS管Q1输入开启电压，使电流连续型供电电路30的第一MOS管Q1的串联连接在电 流连续型供电电路30中的S极与D极之间导通；当从第三节点③输入到第三MOS管Q3的 电压小于启动控制电路40的开启值时，第三MOS管Q3的S极与D极之间关断，启动控制 电路40从第二节点②向第一MOS管Q1输入的电压转换为0，使第一MOS管Q1的S极与D 极之间关断。当从电流连续型供电电路30的第五节点⑤经泄放控制电路50的第六节点⑥ 输入到集成运放U1的同向输入端的电压大于参考电压Vre时，泄放控制电路50的集成运 放U1的输出端的第七节点⑦的电压大于泄放控制电路50的第二MOS管Q2的开启值，致使 第二MOS管Q2的S极与D极之间导通、并泄放多余能量，同时使所述第二节点②和第三节 点③的电压均转换为0，控制第一MOS管Q1的S极与D极之间关断；当从第五节点⑤输入 到集成运放U1的同向输入端的电压小于参考电压Vre时，第七节点⑦的电压小于第二MOS 管Q2的开启值，致使第二MOS管Q2的S极与D极之间关断、并停止泄放能量，同时使第 一MOS管Q1的S极与D极之间的通/断切换不受所述泄放控制电路50的控制。

根据本发明第一实施例的电流连续型供电电路30，包括第一MOS管Q1、第二电阻R2 和二极管D1，第一MOS管Q1的S极、第二电阻R2的一端和整流滤波电路的输出端的正极 均连接在第一节点①上，第二电阻R2的另一端、第一MOS管Q1的D极、二极管D1的正极 均连接到第三节点③，由二极管D1的负极形成的第五节点⑤为电流源供电系统的负载端的 正极。

根据本发明第二实施例的电流连续型供电电路30，包括第一MOS管Q1、第二电阻R2 和二极管D1，第一MOS管Q1的S极、第二电阻R2的一端和整流滤波电路的输出端的正极 均连接在第一节点①上，第二电阻R2的另一端接第三节点③，第一MOS管Q1的D极接二 极管D1的正极，由二极管D1的负极形成的第五节点⑤为电流源供电系统的负载端的正极。

本发明检测调理电路1000中所述的启动控制电路40包括第一电阻R1、第三电阻R3、 第四电阻R4、第五电阻R5和第三MOS管Q3，第一电阻R1的一端接第一节点①，第一电阻 R1的另一端、第一MOS管Q1的G极和第三电阻R3的一端均连接第二节点②，第三电阻R3 的另一端接第三MOS管Q3的D极，第四电阻R4的一端接第三节点③，第四电阻R4的另一 端、第三MOS管Q3的G极和第五电阻R5的一端均连接第四节点④，第五电阻R5的另一端 以及第三MOS管Q3的S极和整流滤波电路的输出端的负极并联连接。

本发明检测调理电路1000中所述的泄放控制电路50包括第八电阻R8、第九电阻R9、 第二MOS管Q2和电压比较器，第二MOS管Q2的D极接第三节点③，第二MOS管Q2的G极 与电压比较器的集成运放U1的输出端均连接第七节点⑦，第八电阻R8的一端接第五节点 ⑤，第八电阻R8的另一端以及第九电阻R9的一端和电压比较器的集成运放U1的同向输入 端均连接第六节点⑥，第九电阻R9的另一端、第二MOS管Q2的S极与整流滤波电路的输 出端的负极并联连接，参考电压Vre从集成运放U1的反向输入端输入。所述的电压比较器 包括集成运放U1、第六电阻R6和第七电阻R7，第六电阻R6的一端、第七电阻R7的一端 和集成运放U1的输出端并联连接，第六电阻R6的另一端接电压比较器的工作电源V，第七 电阻R7的另一端接集成运放U1的同向输入端。

根据本发明一实施例，检测调理电路1000还包括续流电容C2，续流电容C2的正极接 第五节点⑤，续流电容C2的负极接整流滤波电路的输出端的负极。

根据本发明另一实施例，检测调理电路1000还包括稳压二极管VD1，稳压二极管VD1 的正极接第二节点②，稳压二极管VD1的负极接第一节点①。

根据本发明另一实施例，检测调理电路1000包括一个并联连接在整流滤波电路20的 输出端的正极与负极之间的旁路，该旁路包括相互串联连接的第二电阻R2、第四电阻R4和 第五电阻R5。所述的旁路中的第二电阻R2为电流连续型供电电路中的一个元件。所述的旁 路中的第四电阻R4、第五电阻R5分别为启动控制电路的元件。

附图说明

下面结合附图举例详细说明本发明的两个实施方式。

图1是本发明的断路器电流源供电系统的电流连续型开关调整限压电路的第一实施例 工作原理示意图。

图2是图1第一实施例的电流连续型开关调整限压电路的电路结构示意图。

图3是本发明的断路器电流源供电系统的电流连续型开关调整限压电路的第二实施例 工作原理示意图。

图4是图3第二实施例的电流连续型开关调整限压电路的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图所示的实施例，进一步说明本发明的断路器电流源供电系统的电流连续 型开关调整限压电路的具体实施方式，其中图1、2是本发明的限压电路的第一实施例，图 3、4是第二实施例，它们的区别主要在于第二电阻R2的接入方式不同。本发明的断路器电 流源供电系统的电流连续型开关调整限压电路不限于以下实施例的描述。

参见图1至4，本发明的断路器电流源供电系统的电流连续型开关调整限压电路，包 括穿芯式铁芯电流互感器10、绕在电流互器铁芯100上的速饱和线圈102(也叫二次线圈)、 与速饱和线圈的输出端连接的整流滤波电路20、与整流滤波电路的输出端连接的检测调理 电路1000，所述的穿芯式铁芯电流互感器10包括电流互器铁芯100、绕在电流互器铁芯100 上的速饱和线圈102，断路器的一次导体101从电流互器铁芯100穿过，速饱和线圈102的 输出端连接的整流滤波电路20。电流互感器10和整流滤波电路20可采用公知的结构，而 与整流滤波电路20的输出端连接的检测调理电路1000，是本发明断路器电流源供电系统的 电流连续型开关调整限压电路中的核心电路。本发明的检测调理电路1000的具体构成可参 见图2和4，该电路包括电流连续型供电电路30、启动控制电路40和泄放控制电路50、以 及电路中的第一节点①、第二节点②、第三节点③、第四节点④、第五节点⑤、第六节点 ⑥、第七节点⑦。图1-4中所示的7个节点①-⑦也是电路的检测点，其中第一节点①是 整流滤波电路20的输出端的正极，也是供电电路30的第一MOS管Q1的S极(源极)；第 二节点②是启动控制电路40的输出点，也是供电电路30的第一MOS管Q1的G极(栅极)； 第三节点③是启动控制电路40的输入点，也是启动控制电路40在供电电路30中的取样点 和泄放控制电路50的第二MOS管Q2的D极(漏极)；第四节点④是启动控制电路40的第三 MOS管Q3的G极(栅极)；第五节点⑤是负载端的正极，也是泄放控制电路50在供电电路中 的电压取样点；第六节点⑥是泄放控制电路50的控制信号输入端，也是集成运放U1的同 向输入端；第七节点⑦是泄放控制电路50的第二MOS管Q2的G极(栅极)。一个第二电阻 R2串联连接在第一节点①与第三节点③之间，一个第一MOS管Q1串联连接在第一节点①与 第五节点⑤之间，一个第二MOS管Q2串联连接在第三节点③与地极之间，一个第三MOS管 Q3串联连接在第二节点②与地极之间，一个集成运放U1的同向输入端接第六节点⑥，集成 运放U1的输出端和第二MOS管Q2的G极并接第七节点⑦，一个第五电阻R5串联连接在第 四节点④与地极之间，第三MOS管Q3的G极接第四节点④，整流滤波电路20的输出端的 正极接电流连续型供电电路的输入端的第一节点①，电流连续型供电电路的输出端的第五 节点⑤接负载60的正极，第四节点④的输入端并接第三节点③。这里所谓第一MOS管Q1 的串联连接是指它的S极、D极串联连接在电流连续型供电电路中，第二MOS管Q2的串联 连接是指它的S极、D极串联连接在第三节点③与整流滤波电路的负极之间，第三MOS管 Q3的串联连接是指它的S极、D极串联连接在第二节点②与整流滤波电路的负极之间；所 谓地极，是指限压电路的公共接地端，也是整流滤波电路20的输出端的负极。

当从电流连续型供电电路30的第三节点③经启动控制电路40的第四节点④输入到第 三MOS管Q3的电压到达启动控制电路40的开启值时，启动控制电路40的第三MOS管Q3 的S极与D极之间导通、并经第二节点②向第一MOS管Q1输入开启电压，使第一MOS管Q1 的串联连接在电流连续型供电电路30中的S极与D极之间导通，从而，从第一节点①流出 的电流直接经第一MOS管Q1的S极与D极流到负载60。当从第三节点③输入到启动控制电 路40的第三MOS管Q3的电压小于启动控制电路40的开启值时，第三MOS管Q3的S极与D 极之间关断，启动控制电路40从第二节点②向第一MOS管Q1输入的电压转换为0，使电流 连续型供电电路30的第一MOS管Q1的S极与D极之间关断，从而，从第一节点①流出的 电流不能经第一MOS管Q1的S极与D极流到负载60。由此可见，第一MOS管Q1的S极与 D极之间的通/断受启动控制电路40的控制，而启动控制电路40的控制就是根据第三节点 ③的控制电流连续型供电电路30中的第一MOS管Q1的S极与D极之间的导通或关断实现。 在泄放控制电路50不工作的正常情况下，第三节点③的电压与流经第一节点①的电流大小 有关；而在泄放控制电路50工作时，第三节点③的电压受泄放控制电路50的控制而转换 为0，因而，泄放控制电路50通过控制第三节点③的电压转换，来切换对启动控制电路40 的控制(使第一MOS管Q1的S极与D极之间关断)或放弃控制(使第一MOS管Q1的S极 与D极之间的通/断是由启动控制电路40根据流经第一节点①的电流大小来进行控制)。 泄放控制电路50对第一MOS管Q1的控制具体为：当从电流连续型供电电路30的第五节点 ⑤经泄放控制电路50的第六节点⑥输入到集成运放U1的同向输入端的电压大于参考电压 Vre时，泄放控制电路50的集成运放U1的输出端的第七节点⑦的电压大于泄放控制电路 50的第二MOS管Q2的开启值，致使第二MOS管Q2的S极与D极之间导通并泄放多余能量， 同时使第二节点②和第三节点③的电压均转换为0，控制第一MOS管Q1的S极与D极之间 关断。当从第五节点⑤输入到集成运放U1的同向输入端的电压小于参考电压Vre时，第七 节点⑦的电压小于第二MOS管Q2的开启值，致使第二MOS管Q2的S极与D极之间关断并 停止泄放能量，同时使第一MOS管Q1的S极与D极之间的通/断切换为不受泄放控制电路 50的控制，即上述的放弃控制。可见，不管是图1所示的第一实施例还是图3所示的第二 实施例，都包括一条从第一节点①通到地极的旁路，它就从第一节点①出发，经第二电阻 R2、第三节点③、第四节点④、第五电阻R5后到达地极，该旁路的功能是确保电流互感器 10的二次线圈不会出现开路故障。本发明将该旁路巧妙地组合在电流连续型供电电路30和 启动控制电路40中，以减少元件数量和优化电路结构。

如图1和2所示，本发明的第一实施例的电流连续型供电电路30接在整流滤波电路 与负载60之间，整流滤波电路输出的电流通过该供电电路30输给负载60。这里负载60是 指电子脱扣器的耗电负载，而不是断路器主电路上的负载。现有此类电路在NMOS Q2工作 切换到Q1工作的过程中，因Q1有自己固有的开通延迟时间，所以流过供电电路的电流存 在间断，而该间断相当于使速饱和线圈102开路，从而会影响速饱和线圈102的寿命。而 本发明的供电电路是电流连续型的，它包括第一MOS管Q1、第二电阻R2、二极管D1，第一 MOS管Q1的S极并联连接第二电阻R2的一端所形成的第一节点①接整流滤波电路20的输 出端的正极，第二电阻R2的另一端、第一MOS管Q1的D极、二极管D1的正极并联连接后 接第三节点③，由二极管D1的负极形成的第五节点⑤为电流源供电系统的负载端的正极。

图3、4所示的是本发明的电子脱扣器的电源装置第二实施例的电路图。这个可替代 第一实施例的方案工作原理与图1、2的第一实施方案类似，不同点在于启动控制电路的接 入方式不同，如图3和4所示，本发明的第二实施例的电流连续型供电电路30包括第一MOS 管Q1、第二电阻R2和二极管D1，第一MOS管Q1的S极并联连接第二电阻R2的一端所形 成的第一节点①接整流滤波电路20的输出端的正极，第二电阻R2的另一端接第三节点③， 第一MOS管Q1的D极接二极管D1的正极，由二极管D1的负极形成的第五节点⑤为电流源 供电系统的负载60端的正极。图4的第二实施例的启动控制的取样点③(也是泄放控制电 路50的第二MOS管Q2导通回路的接入点)设置在第一MOS管Q1之前，即MOS管Q2的位置 由位于第一实施例的第一MOS管Q1之后调整到Q1之前，并且，第二电阻R2由第一实施例 的与MOS管Q1并联调整为与MOS管Q2串联。

本发明的检测调理电路1000的启动控制电路40是控制电流连续型供电电路30中的 第一MOS管Q1的导通或关断的电路，在启动阶段和正常工作阶段，启动控制电路40是控 制第一MOS管Q1导通，在泄放阶段，启动控制电路是控制第一MOS管Q1关断。参见图1 至4，所述的启动控制电路40包括第一电阻R1、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、 和第三MOS管Q3，第一电阻R1的一端接第一节点①，第一电阻R1的另一端、并联连接第 一MOS管Q1的G极和第三电阻R3的一端均连接所形成的在第二节点②接上第三电阻R3的 一端，第三电阻R3的另一端接第三MOS管Q3的D极，第四电阻R4的一端接第三节点③， 第四电阻R4的另一端并联连接、第三MOS管Q3的G极以及第五电阻R5的一端所形成的均 连接在第四节点④接上第五电阻R5的一端，第五电阻R5的另一端与第三MOS管Q3的S极 和整流滤波电路20的输出端的负极并联连接；。

本发明的检测调理电路1000的泄放控制电路50是在电流互感器10输出给整流滤波 电路20的电流过大时控制泄放多余能量的电路，它具有三个基本功能：检测电流源供电系 统的输出端的电压是否超过预定的阈值(即参考电压Vre)；，如果超过阈值，则通知启动控 制电路关断电流连续型供电电路中的第一MOS管Q1，同时导通泄放控制电路50中的第二 MOS管Q2。参见图1至4，所述的泄放控制电路包括第八电阻R8、第九电阻R9、第二MOS 管Q2、和电压比较器，第二MOS管Q2的D极接第三节点③，第二MOS管Q2的G极接电压 比较器的集成运放U1的输出端的第七节点⑦，第八电阻R8的一端接第五节点⑤，第八电 阻R8的另一端接、第九电阻R9的一端以及电压比较器的集成运放U1的同向输入端所形成 的均连接在第六节点⑥接上电压比较器的集成运放U1的同向输入端，第九电阻R9的另一 端和第二MOS管Q2的S极与整流滤波电路20的输出端的负极并联连接，参考电压Vre从 集成运放U1的反向输入端输入。参考电压Vre的输入方法是公知的，例如由中央处理单元 输出的电压。第一MOS管Q1的导通、关断是这样与泄放控制电路50的切换配合工作的， 电流互感器10的二次线圈经全波整流滤波后，电流通过供电电路30R2、D1流到负载端。 其间，当供电电路30中的第三节点③处的电压上升到控制电压时，正常供电控制回路控制 第一MOS管Q1导通，于是电流通过Q1、D1流到负载端。当负载端电压取样点⑤处的电压 上升到能量泄放控制电路50切换输出的切换电压时，即第六节点⑥处的电压大于集成运放 U1的反向输入端的参考电压Vre时，泄放控制电路50控制端⑥控制其输出变化，使泄放控 制电路50中的第二MOS管Q2导通，使供电电路30中的第三节点③处的电压下降，于是供 电电路30输出变化，第一MOS管Q1关断。接着，当能量泄放到一定程度时，第二MOS管 Q2关断，负载端电压取样点⑤处的电压下降到能量泄放控制电路50切换输出的切换电压时， 供电电路30第三节点③处的电压上升，供电电路30的第一MOS管Q1又导通工作，电流又 继续通过正常供电电路30的Q1、D1流到负载端。这个过程是周而复始的。

下面结合图1至4进一步说明本发明的用于电子脱扣器的电源装置的限压电路的工作 流程，电路工作过程依序包括四个阶段：启动阶段、正常工作阶段、泄放阶段和回归正常 工作阶段。具体说明如下：

启动阶段：速饱和线圈102输出电流从第一节点①经供电电路30的第二电阻R2流到 负载侧，使启动控制电路40的第四电阻R4两端的第一节检测点③、第一节④处的电压上 升，当第一节检测点④处的电压迅速上升到第三MOS管Q3的开启电压，启动阶段结束，进 入正常工作阶段。

正常工作阶段：当第四节点④处的电压迅速上升到启动控制电路40的第三MOS管Q3 的开启电压，Q3导通开始工作，于是部分电流从第一节点①流经启动控制电路40中串联连 接的第一节电阻R1、第三电阻R3和第三MOS管Q3，因第一电阻R1、第三电阻R3阻值选 取的很大，使得此部分电流很小。第一电阻R1两端的压降应设计大于供电电路中的第一MOS 管Q1的开启电压，于是Q1导通并工作，因第一MOS管Q1的导通等效阻抗很小，所以此时 第二电阻R2相当于被第一MOS管Q1短接，于是电流绝大部分由导通损耗小的第一MOS管 Q1输送到负载侧。判断当负载60端的第五节点⑤处的电压大于设定值时，正常工作阶段结 束，转入泄放阶段。

泄放阶段：当负载60端第五节点⑤的电压大于设定值时，电压第六节点⑥处的电压大 于检测设定值Vre，第七节点⑦的电压由0V跳变到大于第二MOS管Q2的开启电压，第二 NMOS管Q2导通工作，随即把第三节点③处的电压拉低，第四节点④的电压也跟着被拉低， 第四节点④的电压小于第三MOS管Q3的开启电压，第三MOS管Q3关断，使得第一电阻R1、 第三电阻R3上几乎无电流通过，第一电阻R1上的压降就约等于0V，小于第一MOS管Q1 的开启电压，Q1关断。因为第二MOS管Q2的导通阻抗远小于负载阻抗，所以速饱和线圈的 输出电流绝大部分流经第二电阻R2和第二MOS管Q2到负极，电流几乎没有流到负载侧， 所以负载60端的第五节点⑤处的电压随之下降。当负载60端的第五节⑤点电压小于设定 值时，泄放阶段结束。

回归正常工作阶段：当负载60端的第五节点⑤处的电压小于设定值时，第六节点⑥点 电压小于检测设定值Vre，第七节点⑦电压由大于第二MOS管Q2的开启电压跳变到0V， 第二MOS管Q2关断。需要特别提出的是，此时第一MOS管Q1、第二MOS管Q2都处于关断 状态，绝大部分电流经第二电阻R2输送到负载侧，保证了速饱和线圈102不会开路。随即 第三节点③处的电压上升，使第四节点④处的电压也跟着上升，当第四节点④处的电压上 升到大于第三MOS管Q3开启电压，第三MOS管Q3导通并工作，部分电流流经串联连接的 第一电阻R1、第三电阻R3、第三MOS管Q3，因第一电阻R1、第三电阻R3阻值选取得很大， 使得此部分电流很小。第一电阻R1两端的压降设计大于第一MOS管Q1的开启电压，第一 MOS管Q1导通工作，因第一MOS管Q1的导通等效阻抗很小，所以第二电阻R2相当于被第 一MOS管Q1短接，电流绝大部分由导通损耗小的第一MOS管Q1输送到负载侧。当负载60 端的第五节点⑤处的电压又大于设定值时，回归正常工作阶段结束。继续进入泄放阶段。

本发明实施例的第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3均采用了MOS-FET增 强型N-沟道场效应晶体管(缩写NMOS)，这是优选的方案，也可采用其它可替代型号的场 效应晶体管，如MOS-FET增强型P-沟道场效应晶体管(缩写PMOS)。从以上电路结构可见， 所述本发明的检测调理电路中包括一条至少由一个电阻组成的并联连接在整流滤波电路20 的输出端的正极与负极之间的旁路，所述的旁路包括第二电阻R2、第四电阻R4和第五电阻 R5，这些电阻之间存在串联连接关系。由于旁路始终接通，所以不管是因Q1的开通延时， 还是因负载60的回路出现的开路故障，都不会使速饱和线圈102出现开路现象。由于所述 的旁路中的第二电阻R2为电流连续型供电电路中的一个元件，所述的旁路中的第四电阻R4、 第五电阻R5分别为启动控电路40的元件，所以增加旁路并未增加独立元件，从而可节省 生产成本。检测调理电路还包括续流电客容C2，它的功能是在泄放阶段供电电路可能出现 电流不足的情况时向负载释放电能、继续提供电流。续流电客电容C2的正极接第五节点⑤， 续流电客电容C2的负极接整流滤波电路的输出端的负极。检测调理电路1000还包括稳压 二极管VD1，稳压二极管VD1的正极接第二节点②，稳压二极管VD1的负极接第一节点①。 所述的电压比较器包括集成运放U1、第六电阻R6、和第七电阻R7，第六电阻R6的一端、 第七电阻R7的一端和集成运放U1的输出端并联相连接，第六电阻R6的另一端接电压比较 器的工作电压V，第七电阻R7的另一端接集成运放U1的同向输入端。工作电压V、第六电 阻R6、第七电阻R7的参数匹配是公知的，它可根据不同的集成运放U1器件的要求确定。