用于GPS软件接收器的方法和装置

摘要

一种用于处理扩频信号的接收器架构。所述接收器具有射频前端，用于接收并下变频广播信号到中频载波。中频信号被数字化并提供给处理器(可以是软件驱动的DSP，ASIC或其他体现方式)用于处理。去除给定的中频载波，并且对信号进行低通滤波。所述信号提供给多个通道，每个通道例如与唯一的发射器对应。在每一个通道上，采样率都被降低到预定的固定速率，且时间失配被补偿。为每个通道估计的多普勒频移被随后去除。发射器所使用的本地生成的扩展码的拷贝以预定的固定采样率应用到的载波和去除了多普勒的信号。解扩信号用于提供多普勒频移的估计并用于后续采样选择。从每个通道估计的伪距和伪距率用于估计例如接收器的位置。

说明书

相关申请

本申请要求2009年1月30日提交的美国专利申请序列号为12/362,9 94的优先权，通过引用其全部内容将该申请的公开内容并入于此。

技术领域

本发明大体上涉及用于接收尤其是追踪诸如GPS信号的直接序列扩 频(DSSS)信号的方法和装置。

背景技术

全球定位系统(GPS)是一种提供具有全球范围的地球空间定位的全 球导航卫星系统(GNSS)。GPS一般使用处于距地面20200公里的六个圆 形轨道的至少24颗卫星。每个平面中有四个卫星工作。所述轨道被安排 为让地球上几乎任何一点都能看到至少六颗卫星。

GPS接收器对GPS卫星导航信号进行三角测量来确定它们的位置。 所述卫星提供至少两种不同的信号，使得能够以不同精度确定位置。粗捕 获(C/A)码用于民用，其精度是从已知可能的最大精度故意降低的。相 反的，精确(P)码主要用于政府或军用。P码可以通过“Y”码加密，以 产生“P(Y)”码。通过使用诸如在北美可以使用的广域增强系统(WAAS) 这样的增强系统，可以极大地提高定位精度。

每个GPS卫星以50位/秒的速率广播导航电文。所述导航电文以30- 秒的帧发送。每一帧包括GPS时间信息、轨道信息(即“星历数据”)和 “历书”。所述历书包括每颗卫星的粗轨道和状态信息、电离层模型以及 使GPS时间与协调世界时间(UTC)相关的信息。

使用C/A或P(Y)扩频码传输导航电文。图1提供了如何使用直接序 列扩频(DSSS)调制技术在卫星上生成广播信号的概观。其中使用C/A码作 为示例。初始时，导航信号110乘以C/A码120。C/A码是每毫秒重复一 次的1023“芯片”伪噪声码(即扩频码、扩展码)。其中“芯片”替代了 通常的说法“位”，以将伪噪声码单位与导航信号110中的信息位区分开。 “解扩长度”是扩展码的每次重复时的采样数量。当指代伪噪声码(如C /A码)时，术语“芯片速率”和“芯片/秒”可以互相替换。(借助符号的 数值的特定解释，实域的乘法可以由二进制域的模2加法器140等价完成， 如表1所示。二进制值0和1分别映射到实值1和-1。当二进制值的模2 加法与对应的实数值的乘法等价的条件满足时，这些术语可以互换使用)

表1

总信号(线142上)为扩展导航电文，其随后通过调制器150调制到 载波130上。全球定位系统使用频率为1575.42MHz的L1载波或频率为 1227.6MHz的L2载波来调制所述扩展导航信号。已调信号160通过卫星 广播。虽然每个卫星在相同的载波上广播，但是扩频码(如C/A码)对每 个卫星都是唯一的。选择特定的扩展码使其具有足够小的互相关性。尽管 使用共享的频段，但是通过使用独特的C/A码，接收器也能够区分每一个 卫星的每个信号。

当广播的已调信号到达GPS接收器时，可能已经严重失真。GPS接 收器与卫星之间的相对速度可以引起大的多普勒频移。通过电离层的传输 也可能引起显著的信号失真。

图2提供了一种传统GPS接收器200的架构框图。GPS接收器200 通过三个阶段处理信号：射频(RF)阶段210、数字处理阶段220以及应 用阶段230。

在RF阶段210，来自每一个可见卫星的失真广播信号在天线211处接 收。模拟信号241(即接收和应用的信号)被馈入射频前端212，射频前 端212将广播信号从L1或L2载波下变频为中频(IF)载波。IF中心频率 取决于射频前端设计，通常其范围是从2MHz至10MHz以上。模数转换 器(ADC)213以通常为每秒4百万至4千万次采样(Ms/sec.，其中1M s/sec.＝1×10⁶采样/秒)的采样率数字化IF信号。ADC 213可以以任何位 数量化采样，例如2位。

从ADC 213输出的数字化中频信号242被初步处理。通常，该处理 由专用集成电路(ASIC)221执行，虽然也可以采用其他形式的处理器。 ASIC 221实现一数字混合器和多通道解扩器222，以识别来自每个卫星的 导航电文。最初，混合器使用下游组件(例如追踪处理器223)提供的反 馈来去除中频载波和多普勒频移，中频信号变成基带信号。由于每个卫星 的C/A码是已知是先验的，因此卫星的导航电文可以通过使用本地产生的 C/A码拷贝解扩基带信号来恢复。由于接收信号上的多普勒时间效应(Do  ppler time effect)，因此必须动态调整C/A的采样率。多通道解扩器222 可同时处理几个通道(例如，最多12个)。每个通道使用与唯一的卫星对 应的C/A码解扩信号。

来自每个通道的解扩信号243被提供到对应的追踪处理器223。解扩 操作降低数据速率到50至1000采样/秒(s/sec.)/通道，这样，追踪处理 器223通常通过数字信号处理器(DSP)或中央处理器(CPU)225以软 件实现。追踪处理器223以相似的位速率(信号244)将反馈提供给数字混 合器和多通道解扩器222。该反馈用于去除中频载波和多普勒频率，也用 于使C/A码的生成同步于接收到的信号，以免本地时钟误差和时域多普勒 频移。

追踪处理器223还以大约1至10采样/秒/通道的速率，输出伪距和伪 距率(信号245)到导航程序224。导航程序224然后基于每个通道提供 的距离和接收自每个卫星的卫星位置信息，估计接收器位置。

在应用阶段230，估计的位置信息可被发送(信号246)到应用程序 或设备232以进行额外的处理和表达。例如，应用可以在地图环境中显示 估计的接收器位置，或者该位置可以用于计算到目的地的结果(例如，预 计到达时间)或路径。

图3提供了GPS接收器200在数字处理阶段220对示例通道(对于 每个正在被处理的卫星传输有一个通道)的操作的详细框图。继续上一个 示例，虚线330上方和下方的处理可以分别在ASIC221和DSP225中执行。

初始时，数字化中频信号242分别通过路径301-1到301-N被递送到 通道1至N。对于每个通道，ASIC 221实现混合器310用于去除载波和 多普勒。通过后续处理过程所产生的反馈信号306，可以精确地去除这些 组成部分。

在载波和多普勒频率被去除后，导航信号可以通过解扩器311、312 和313恢复。C/A码生成器314分别为超前、即时和滞后解扩器311、312 和313提供适当的C/A码(分别是码303-1、303-2和303-3)。C/A码303-2 与即时解扩器312中的输入信号时间对准，而递送到超前解扩器311的C/A 码303-1和递送到滞后解扩器313的C/A码303-3分别比码303-2时间前 移和后移。为防止时钟失配和多普勒频移的时间对准由码数控振荡器(码 NCO)316控制。由C/A码生成器314生成的C/A码被以与中频信号的采 样率同样高的采样率提供给解扩器，该采样率可能远高于1.023Mbps的 C/A码位速率。C/A码生成器314必须“真时”(on the fly)地生成C/A码， 以匹配因为本地时钟误差和时域多普勒频移导致的不断变化的C/A芯片 持续时间。真时地生成C/A码由码NCO 316控制。

解扩器的输出传输到码追踪处理器321，并且在即时解扩器312的输 出还传输到载波追踪处理器322的情况下，其在DSP 225中实现。

码追踪处理器321使用延迟锁相环(DLL)算法来测量GPS卫星的广 播和GPS接收器的接收之间的时间失配，并且将测量结果反馈给码NCO 316。

载波追踪处理器322使用锁相回路/锁频回路(PLL/FLL)算法来测量 卫星信号的频率失配。测量的频移在305处被反馈给载波NCO 315。载波 NCO 315提供反馈信号306到混合器310用于载波和多普勒的去除。

码追踪处理器321和载波追踪处理器322输出伪距和伪距率到导航程 序224。伪距率是指在一段指定的时间间隔内伪距的变化，并且等于为时 钟误差调整的实际距离变化的时间速率。其等价于接收信号的载波频率中 的测得的多普勒频移。该信息与来自剩余通道的输出信号340结合，用于 计算GPS接收器定位。

传统的GPS系统要么全部采用ASIC硬件实现，要么采用ASIC加速 器结合DSP/CPU处理器实现。硬件加速器对于满足已知GPS解码技术的 高计算要求是必要的。但是，与ASIC相关的开发成本比软件高很多，并 且ASIC解决方案缺少自我调整以适应变化的性能要求的灵活性。而且， 诸如Galileo的新GNSS和新加入的GPS信号都需要重新设计ASIC芯片。 所以，需要一种全软件GPS解决方案以及具有较低计算要求的GPS解码 技术。

发明内容

公开一种新型的、用于处理扩频信号的、支持软件或低功耗硬件实现 的接收器架构。与传统方法的相同点在于，所述接收器具有用于接收并下 变频广播信号到中频载波的射频前端和用于数字化中频信号的A/D转换 器。之后的处理采用新的过程和架构，使软件和超低功耗硬件实现成为可 能。与组合的中频和多普勒频率去除不同的是，只去除中频载波并且应用 基带低通滤波器。结果信号提供给多个通道，每个通道例如与唯一的(卫 星)发射器对应。在每一个通道上，信号被立即下采样到预定的固定速率， 例如扩展码的芯片速率。同时，补偿时钟误差和多普勒时移。然后，从低 数据速率的信号中去除为通道估计的残余多普勒频移。由发射器使用的本 地生成的扩展码的拷贝应用到具有预定的采样率并且具有固定采样数量/ 码长度的结果信号。解扩信号用于执行在时间和频率上的残余失配估计， 并为下一轮追踪操作提供信息。从每个通道估计的伪距和伪距率也被计算 出来并用于估计例如接收器的位置。

在一些方面，本发明涉及一种接收器的操作方法，所述接收器与多个 直接序列扩频(DSSS)源同步并且接收多个以基本不变的载波频率传输的 射频(RF)信号，所述射频信号为多个多普勒频移信号的叠加，该多普勒 频移是由每个DSSS源和所述接收器之间的相对运动导致的，每个RF信 号使用其各自的DSSS源独有的扩展码与电文数据编码，所述方法包括下 述步骤：通过模数转换器，从中频(IF)信号生成数字化的采样序列，所 述中频(IF)信号由接收到的叠加信号下变频而得；从所述数字化采样序 列中去除中间载波频率，并且随后将得到的数字化采样序列经低通滤波， 以生成合成的准-基带信号；继生成合成的准-基带信号之后，并独立于生 成合成的准-基带信号，下采样、与合成的准-基带信号同步，并且从组合 的准-基带信号中逐个去除剩余频移，以得到每个DSSS源的基带信号。

另一个方面，本发明涉及一种接收器，所述接收器包括前端、模拟- 数字转换器和微处理器。所述前端配置为接收并下变频携带电文数据的广 播射频(RF)信号。模拟-数字转换器配置为数字化经下变频的广播RF信 号，并且输出数字化中频(IF)信号。微处理器配置为执行由多个模块中 的每一个所定义的动作，每个模块包括微处理器可执行指令。所述多个模 块包括：扩展码生成器、载波去除模块、基带低通滤波器、载波数控振荡 器(NCO)模块、采样载入模块、多普勒去除模块、多普勒NCO模块和 处理模块。扩展码生成器配置为以第一采样率输出扩展码。载波去除模块 配置为从数字化中频信号中去除中频载波，并且以第二采样率输出准-基带 扩频信号。低通滤波器对所述载波去除模块的输出进行滤波。载波NCO 模块为载波去除生成中频谐波。采样载入模块配置为下采样所述低通滤波 的准-基带扩频信号到第一采样率，并且输出固定速率下采样信号。多普勒 去除模块配置为从固定速率下采样信号中去除残余频移，并且输出经多普 勒去除的信号。多普勒NCO模块配置为为多普勒去除生成谐波。处理模 块配置为追踪经多普勒去除的信号，并且至少通过用扩展码解扩所述经多 普勒去除的信号来获取电文数据。

另一个方面，本发明涉及一种接收器，所述接收器包括前端、模拟- 数字转换器和处理器。所述前端配置为接收并下变频携带电文数据的广播 RF信号。模拟-数字转换器配置为数字化经下变频的广播信号，并且输出 数字化中频信号。所述处理器配置为执行由多个模块中的每一个所定义的 功能。所述多个模块包括：扩展码生成器、载波去除模块、基带低通滤波 器、载波数控振荡器(NCO)模块、采样载入模块、多普勒去除模块、 多普勒NCO模块和处理模块。扩展码生成器配置为以第一采样率输出扩 展码。所述载波去除模块配置为从数字化中频信号中去除中频载波，并且 以第二采样率输出准基带扩频信号。低通滤波器对所述载波去除模块的输 出进行滤波。载波数控振荡器(NCO)模块配置为为载波去除生成中频谐 波。采样载入模块配置为下采样经低通滤波的准基带扩频信号到第一采样 率，并且输出固定速率下采样信号。多普勒去除模块配置为从固定速率下 采样信号中去除残余频移，并且输出经多普勒去除的信号。多普勒NCO 模块配置为为多普勒去除生成谐波。处理模块配置为追踪经多普勒去除的 信号，并且至少通过用扩展码解扩所述经多普勒去除的信号来获取电文数 据。

另一个方面，本发明涉及一种存储计算机可执行模块的计算机可读存 储介质，每个模块包括计算机可执行指令，当其被执行时执行功能。所述 模块包括：载波去除模块、扩展码模块、采样载入模块和处理模块。载波 去除模块配置为至少部分地通过将输入信号和载波信号相乘来去除输入 信号的载波，并且输出扩频信号。扩展码模块包括指令，配置为以第一采 样率输出扩展码。采样载入模块包括指令，配置为下采样以第二采样频率 接收的扩频信号到第一采样率，并且输出固定速率下采样信号。处理模块 包括指令，配置为至少通过用扩展码解扩所述固定速率下采样信号来获取 电文信号。

附图说明

本发明及其实施方式通过下面结合附图的详细描述将得到更好的理 解。在图中，元件不一定按比例绘制。在一般情况下，在多个附图中出现 的相似元件以相似标记指代。在附图中：

图1是直接序列扩频调制的图示，具体参照GPS发射器；

图2是现有技术中接收器的框图；

图3是现有技术中接收器的数字处理阶段的框图；

图4是根据一些实施例的接收器的框图；

图5是根据一些实施例的接收器的数字处理阶段的框图；

图6A是根据一些实施例的接收器的载波去除模块的框图；

图6B是根据一些实施例的接收器的载波去除模块的框图；

图6C是由数控振荡器使用的查找表中存储的正弦波的图示；

图6D是提供到采样载入模块的采样流的示例；

图6E-G是采样载入模块输出的超前、即时和滞后采样流的示例；

图7A是根据一些实施例的矩形波滤波器(boxcar filter)的框图；

图7B是根据一些实施例的矩形波滤波器的框图；

图7C是根据一些实施例的矩形波滤波器的离散时间域视图的图示；

图7D是根据一些实施例的矩形波滤波器的频谱的曲线图；

图8A是根据一些实施例的解扩器的框图；

图8B是根据一些实施例的并行解扩器的框图；

图9是根据一些实施例的接收器操作方法；和

图10是根据一些实施例的接收器。

具体实施方式

中央处理器(CPU)及其“亲戚”数字信号处理器(DSP)具有用于 实现通过软件命令提供的算法和方法的非常高的通用性。与专用的硬件实 现方式实现信号处理功能相比，利用软件实现等效功能可使研发速度更快 和研发成本更低。同时，软件的修改也具有更低的开销和更低的资本投资， 以及通常情况下更快的速度。但是，当CPU或DSP执行的不够快以至于 不能在设定的时间内完成预期功能的时候，通常使用专用硬件。

GPS接收器传统上被设计成既使用专用硬件(例如，一个或多个专用 集成电路或ASIC)又使用DSP以执行软件，ASIC通常用于实现要求非常 高数据速率的算法。

给出了接收器架构，其消除了在数字处理阶段对ASIC的需要，使得 接收器处理过程完全通过由DSP(或CPU)执行的软件来实现。或者，该 架构可以部分地以硬件实现，以实现超低功耗解决方案。所述接收器架构 可以用于执行直接序列扩频(DSSS)接收器的处理过程。例如，DSSS被 用于许多种类的全球导航卫星系统(GNSS)接收器(例如，GPS、M-码 GNSS、Galileo)。

接收器架构

图4中显示了该类型的示例接收器400的概观。接收器400的一些信 号线标记了示例采样率。这些数字都只是作为一个示例提供。实施例可以 使用任何合适的采样率。

就像图2中显示的GPS接收器200，接收器400的架构可以被认为分 成三级或三个阶段：RF阶段410，数字处理阶段420以及应用阶段430。

接收器400的RF阶段410可以以与图2中GPS接收器200的RF阶 段210相似的方式执行。最初，来自不同发射器的广播信号由天线211接 收。接收的模拟信号241从天线211馈入射频前端212，其可以将广播信 号从载波频率下变频为中频(IF)(例如，使用模拟混合器)。例如，对于 消费类GPS接收器，载波频率可以是1575.42MHz的L1载波。根据射频 前端设计，IF中心频率可以在约1MHz至10MHz以上的范围内变化。如 果不执行下变频，之后引用的中频载波和中频信号应该被理解为指原始信 号。

模数转换器(ADC)213以通常为每秒4百万至4千万次采样(Ms/sec.) 的采样率数字化中频信号。ADC 213可以以任何位数量化采样，例如2位。

RF阶段410的输出为具有通常为4到40Ms/sec之间的位速率的数字 化中频信号441。该信号被递送到DSP 425(或CPU)，所述DSP 425具有 许多模块(例如软件模块)用于进一步处理所述中频信号。

在数字处理阶段420初始时，中频信号441被递送到下变频和下采样 模块421。下变频消除了中频信号441中已知的中频载波。下变频处理包 括用来减轻高频成像和噪声的基带低通滤波器，以避免在接下来对每个通 道的下采样过程中混叠(aliasing)。虽然基带低通滤波器是低复杂度的、 设计为过滤具有零中心频率的基带信号，但是来自准-基带信号的失配只引 起系统性能的很小的损失，这一点已经通过仿真证明。

经下变频的信号可以递送到许多通道以进行进一步处理。每个通道可 以对应唯一的传输源(例如，GPS卫星广播)。在每一个通道上，数字信 号可以被下采样到常用的预定采样率。所述预定采样率可以与扩展码的芯 片速率匹配。例如，在GPS接收器中，信号可以被下采样到C/A码芯片 速率1.023Ms/sec。下采样处理可以由来自追踪处理器模块423的反馈控 制，以补偿由时钟误差和多普勒时移导致的时间失配。在一些实施例中， 在每个通道上可能生成多个版本的下采样信号。对每个下采样信号在所选 择的采样之间可能存在预定的关系。例如，组成第一版本下采样信号的采 样可能超前或落后第二版本下采样信号的采样m个采样。

每个通道的下采样信号被馈入多普勒去除和解扩模块422。在每一个 通道上，利用来自追踪处理器模块423的反馈信号来将下采样信号中的残 余载波和多普勒频率去除。追踪处理器模块423为每个通道估计多普勒效 应占主导地位处的频率失配。在每一个通道上，可以为下采样信号的每个 版本执行多普勒去除。

对经多普勒去除的低速率信号使用通道的扩展码来解扩。每个通道都 可以有适当的扩展码，该扩展码由扩展码生成器426以预定的采样率(例 如1.023Ms/sec)预先生成。在一些实施例中，扩展码生成器426由各个 通道共享，但为每个通道提供对其适当的码。扩展码可以事先生成、保存， 并在需要的时候载入。例如，存储器中的查找表可以用于存储该码。如果 为某通道生成了多个版本的下采样信号，则对每个版本都应用相同的扩展 码。在一些实施例中，多个版本的下采样信号包括超前、即时和滞后信号。 例如，在GPS接收器中，每个通道使用与其广播信号正在被接收的卫星相 对应的C/A码来解扩下采样信号。每个通道可以使用与唯一的卫星源相对 应的C/A码。因此，每个通道恢复唯一的广播信号。解扩处理过程将C/A 码的采样率降低到约50至1000采样/秒.

在应用扩展码之后，解扩信号被提供给追踪处理器模块423。追踪处 理器将反馈提供给下变频和下采样模块421和多普勒去除和解扩模块422。

在载波去除操作中，虽然频率被定义在本地时钟范围内，但是标称载 波是已知的并且被去除。时钟误差导致的残余载波频率被计入多普勒频 移，所述多普勒频移通过多普勒去除来处理。多普勒频移通常是未知的先 验，并且用反馈来调整或“追踪”多普勒和残余载波的去除操作。

追踪处理器还提供伪距和伪距率到导航模块424。例如，消费类GPS 接收器可以以1至10采样/秒/通道的采样率向导航模块424提供伪距和伪 距率。

导航模块424可以估计接收器的导航属性。在一些实施例中，导航模 块424可以根据接收的GPS信号来估计定位、速度、航向以及相似参数的 任何一个。

在应用阶段430，应用431可以使用接收器定位用于任何适当的目的。 例如，应用431可以在导航地图上提供接收器的位置，或者根据目前定位 和航向计算路线。

图5提供了用于接收器400的通道1的数字处理阶段420的框图。通 道2至N中的每一个可以以相似的方式实现。在一些实施例中，数字处理 阶段420的所有模块都用DSP或CPU来实现。

许多信号路径标记了示例采样率。可能还提供了位/采样的示例数。例 如，中频信号441标记为具有4至40Ms/sec的采样率、每个采样被量化 为2位。这些数字都只是作为示例提供，具体的实施例可以使用任何适当 的采样率和每个采样的位数，可以高于、低于这里提供的示例的数值或超 出这里提供的示例的范围。

在数字处理阶段420初始时，载波去除模块510从中频信号441中去 除了中频载波。载波去除模块从载波NCO模块511接收中频参考信号522。 中频参考信号522用于通过载波去除模块510去除IF信号441中的中频 载波频率。在载波去除过程中，中频信号的高频图像可能作为数字混合器 的产物被生成。基带低通滤波器可以作为载波去除模块510的一部分实现， 以消除高频图像以及噪声，否则其将在后续的下采样操作中通过高频混叠 而严重损害经载波移除的信号。载波去除模块输出“准基带”信号501， 该信号可能仍然有多普勒频移和载波频率的少量残余部分。

应该可以理解，用基带低通滤波去除载波是在工程公差范围内执行 的。即，尽管由于例如时钟误差导致的多普勒频移和载波频率的少量残余 部分存在，但是接收器保持稳定。相应地，相关领域技术人员可以理解， “去除”载波频率指关于本地时钟去除预定的载波频率，允许在中心频率 存在残余能量。由于多普勒频移(可能多达20kHz)只代表了信号带宽(例 如C/A码的2MHz双边带宽)的一小部分，所以残余频率导致的性能损 失对接收器性能的影响很小。

载波去除模块510和载波NCO模块511的示例实施例在图6A和6B中 示出。在实施例600中，载波NCO模块511输出信号522-A和522-B。例 如，信号522-A和522-B可以是在IF中心频率(f_IF)的正弦波。一个信号可 以与另一个信号的相位相差四分之一个周期。例如，输出信号522-A和 522-B可以分别写为cos(2лf_IFt)和-sin(2лf_IFt)。其中，时间变量t为一系列 的离散的采样时间。

在一些实施例中，载波NCO模块511利用查找表675。查找表675 可以具有用于单周期正弦波的数据。图6C示出了示例查找表675的内容 的图示表示，其中正弦波上的每个点代表一个采样，其值存储在查找表中， 以对应的时间t索引。查找表675可以具有许多离散地量化正弦波680的 采样682。步幅684定义为当使用查找表时从载波NCO读取和输出的采样 的间距，步幅684连同采样被写入载波NCO输出的速率一起决定了输出 频率。在该实施例中，步幅684为三个采样；但是，步幅可以被动态调整， 或者以预定的方式调整。任何适当的步幅都可以使用。

在实施例600中，载波去除模块510使用输出信号522-A和522-B来 去除实值IF输入信号441中的中频载波。特别地，混合器601-A和601-B (即，软件乘法运算)可以用于将来自载波NCO模块的输出信号与IF输 入信号441相乘。如图所示，混合器601-A和601-B的输出602-A和602-B 分别输入(软件)低通滤波器(LPF)610-A和610-B。低通信号501-A和 501-B然后被递送到通道1至N中的每一个。信号501-A和501-B可以合 成以形成复值信号。

低通滤波器610-A和610-B可以以任何适当的方式实现。例如，有许 多已知的算法可用于低通滤波以及软件代码用于这些算法。图7A显示了 作为简单M-阶矩形波滤波器700的低通滤波器的示例实施例。在一些实 施例中，矩形波滤波器具有许多滤波阶，其数量与中频信号441的过采样 率与芯片速率的比的整数部分相等。通过对GPS信号的模拟已经证实矩形 波滤波器用于低通滤波是足够的。

矩形波滤波器700接收载波去除信号701(例如，信号602、602-A或 602-B)。在时间t₀，从混合器输出的信号701g(t₀)，进入存储器单元720-1。 之前的采样g(t_-(M-1))、...、g(t_-1)分别被移到存储器单元720-M、...、720-2。 在时间t_-(M-1)之前的采样会被丢弃。加法器725将存储在存储器720-1至 720-M中的采样g(t_-(M-1))、...、g(t₀)相加，并输出和f(t₀)。在时间t₀的经低 通载波去除的信号501f(t₀)，只依赖之前的M个采样。形式上，在时间t₀， 滤波器输出信号501的f(t₀)，可以写为：

$f\left(t_0\right)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}g\left(t_{-m}\right)$

在一些实施例中，滤波后的信号可以取平均值(例如，除以M)或以 其他方式缩放。

图7B显示另一个示例实施例，其中矩形波滤波器750接收经载波去 除的信号751(例如，信号602、602-A或602-B)。矩形波滤波器750具 有存储器单元720-1、...、720-(M+1)。矩形波滤波器750与矩形波滤波器 700相比具有存储器720-(M+1)用于再存储一个采样g(t_-M)。附加存储器 753保存最后一个(例如，前一个)滤波器输出f(t_-1)。矩形波滤波器750 需要加法器/减法器755来在每个采样时间仅执行一次加法和一次减法，以 生成滤波器输出信号501。在加法器/减法器755中执行的计算 f(t₀)＝f(t_-1)-g(t_-M)+g(t₀)所产生的结果与矩形波滤波器700的结果相同。

图7C中的图710显示了M阶矩形波滤波器的时域表达的略图。滤波 器可以被看作是离散的矩形函数，将与经载波去除的信号g(t)卷积。

图7D中的图730显示了矩形波滤波器的频域表达的略图，假设其具 有足够高的采样率和滤波阶数(以使混叠最小)。频域表达显示了预期的 低通行为。

从载波NCO模块511输出的采样对(即实施例600中的信号501-A 和501-B或等价的复信号501)被作为一个采样处理。虽然符合性能要求 的任何适当的样本大小都可以使用，在一些实施例中，其为16位采样(例 如，8位实部和8位虚部)。信号501被提供给通道1-N。在一些实施例中， 信号通过共享的采样载入模块512提供给每个通道。在一些其他实施例中， 每个通道上的信号被提供给各自的采样载入模块512。

采样载入模块512将滤波后的信号501的采样率降低到固定速率，并 且根据通道特定反馈信号506应用定时补偿。在一些实施例中，采样载入 模块512以由反馈信号506控制的步幅选择采样，所述反馈信号506来自 码追踪处理器518。步幅指所选择的采样之间的(以采样数衡量的)间距。 例如，如果每十个采样被选择一个，那么步幅就是10。不断的调整可配置 的步幅以补偿由延迟和多普勒时移导致的时间失配。

采样载入模块输出的每个信号的采样率可以与扩展码的芯片速率相 等。例如，C/A码使用的芯片速率为1.023Ms/sec。例如，如果递送的信 号501的数据速率为20Ms/sec，为了实现所需的1.023Ms/sec的采样率， 采样载入模块512必须大约平均在每20个采样中选择一个采样。

采样载入模块可以产生任何数量的降低的采样率输出。图5所示的实 施例中，采样载入模块输出三个采样流：超前采样流502-1，即时采样流 502-2和滞后采样流502-3。超前采样流502-1与即时数据流502-2可能以 预定的方式相互关联。例如，超前采样流502-1对应于在信号501中的采 样可以超前即时采样流502-2的采样的m个采样，而滞后采样流502-3对 应于在信号501中的采样可以落后即时采样流502-2的采样的n个采样。 在一些实施例中，m和/或n是固定的。在一些实施例中，m和/或n可以 是可配置的。在另外一些实施例中，m和n可以总是具有相同的值(例如， m＝n)。例如，采样流之间的采样的数量可以是存储在存储器中的数值， 其可以通过接收器400的任何适当的实施例动态调整。

图6D提供了信号501的示例。这里假设信号501为2位(四态)实 信号(选择任意采样值进行说明)。信号具有一系列的采样(由端部为球 状的线表示)，这些采样以等时间间隔递送。为了便于说明，前几个采样 的间距显示为大于后来的样本。在图中，超前采样619被选择为先于即时 采样620三个采样(m＝3)，滞后采样621晚于即时采样620三个采样(n＝3)。 为清楚起见，每个超前、即时和滞后采样都被突出显示。每个超前、即时 和滞后采样流在连续采样之间使用相同的步幅624，其通过来自码追踪模 块518的反馈确定。图中显示的所选择的步幅约为19或20个采样。

图6E、6F和6G分别显示了产生的超前、即时和滞后采样流502-1、 502-2、和502-3。

在一些实施例中，超前和滞后采样流可以分别超前和落后即时采样流 约半个芯片(即广播芯片所用时间的一半)。例如，如果信号501的采样 率是20Ms/sec，芯片速率为1.023×10⁶芯片/秒，那么每半个芯片的采样数 约为10([20×10⁶/1.023×10⁶]/2≈10)。这样，在该示例中，超前采样流的采 样将比即时采样流早10个采样，并且滞后采样流比即时采样流晚10个采 样。在选择超前、即时和滞后采样流之间的延迟时，可能有各种考虑和权 衡。例如，较小的间隔可以降低多径效应。

多普勒去除模块513从数据流中去除多普勒频移。如图5所示，可以 去除超前、即时和滞后采样流502-1、502-2和502-3的多普勒频移。多普 勒去除可以通过将采样流乘以由多普勒NCO模块520生成的复波 (complex wave)来实现。所述复波具有余弦实部和正弦虚部。多普勒NCO 模块520可以由从多普勒追踪处理器519接收到的反馈信号507控制。多 普勒NCO模块520可以以多普勒频率向多普勒去除模块513输出正弦信 号。该多普勒频率可以对应于载波经历的多普勒频移。多普勒NCO模块 520可以利用查找表来生成反馈信号520。由于多普勒频移的相对较低的 频率，查找表能够选择比载波NCO模块511高得多的分辨率，所以与传 统的载波和多普勒频率被一起去除的方案相比，可以极大的提高追踪精确 度。

图6B显示了输出复信号523的多普勒NCO模块520的一个实施例。 多普勒NCO模块520可以从复查找表650中读出复信号523。复信号523 的形式可以是exp(-j2πf_Dt)，其中j为虚数单位t为时间，f_D是估计的 多普勒频率。输出信号502-1、502-2和502-3分别通过混合器603-1、603-2 和603-3与复信号523相乘，以分别产生输出503-1、503-2和503-3。所 述输出503-1、503-2和503-3提供给如图5所示的解扩器。

多普勒去除模块513可以个别地将数据流与多普勒NCO提供的复波 相乘。所述数据流和复波的各自可以有，例如，16位定点采样。对采样执 行的乘法可以输出例如32位定点采样。

这里，多普勒“去除”对于接收器的操作既是重要的又是足够的。术 语“去除”在这个意义上使用。去除后的残余多普勒频移由下面介绍的多 普勒追踪模块519监控。

经多普勒去除的采样流被传输到相应的解扩器模块。例如，超前、即 时和滞后采样流被分别递送到超前、即时、滞后解扩器模块514、515、516。 所述解扩器模块还接收扩展码模块517产生的扩展码信号504。由于在采 样载入模块中多普勒时间效应和本地时钟误差已经被补偿，因此提供到解 扩器的扩展码的采样率可以与采样流的固定采样率相同。因为在采样载入 模块512中还执行超前和滞后数据流的时移，对每个解扩器递送的扩展码 信号504可以相同。

对于利用C/A码的GPS接收器，与由GPS卫星广播的C/A码的芯片 速率相对应，采样流和C/A码信号的采样率可以都是1.023Ms/sec。

扩展码信号504可以被事先生成并保存在存储器中(例如，在查找表 中)。例如，扩展码可以是1023芯片C/A码，其对每个发射器都唯一，并 且每千分之一秒重复一次。

解扩器514-516可以将扩展信号和来自多普勒去除模块513的各采样 流相乘。例如，C/A码可以为1位信号，其状态代表数值+1和-1。在这种 情况下，解扩器可以根据乘法的效果就改变数据流的符号。

图8A提供了根据一些实施例的解扩器模块800(例如，解扩器514、 515或516)的框图。采样流503和扩展码504通过乘法器801(例如， S(0)×c(0))逐项相乘。在扩展码的一次或多次重复过程中，逐项的乘积通 过累加器804相加。累加器804可以具有加法器802和存储器803。输出 505(也记为O₅₀₅)在累加阶段的最后提供(例如，在预定次数的扩展码重 复后)：

$O_{505}=\underset{n=0}{\overset{N}{\Sigma }}S\left(n\right)\times c\left(n\right)$

输出505(图8A)分别与图5中解扩器514、515和516的输出505-1、 -2和-3对应。在累加操作的最初和最后，存储器803可以被重置为0。

在一些实施例中，从累加器输出的采样率大于或等于导航电文110的 位速率(见图1)。

要相加的重复的次数可以是确定的先验，或者可以适于改变的接收器 的状态。累加器可以输出具有任意适当样本大小和数字编码系统的采样。 例如，可以使用32位定点数、浮点数、或任何其它适当的数字编码系统 和样本大小。

因为在一些实施例中解扩长度是预定的和固定的，解扩器850可以设 计为具有如图8B所示的多个并行路径。解扩长度可以是每次扩展码重复 时预定的采样数量。例如解扩长度可以大于或等于每次扩展码重复时的芯 片数量。解扩器850通过使用两个或多个平行“路径”来利用固定解扩长 度，以处理采样流。在该示例实施例中，显示的两个路径分别为路径“A” 和路径“B”。A和B路径可以接收交替的采样对。例如，采样流被二分为 采样流503-A和503-B，并分别递送到路径A和B。类似的，扩展码被二 分为扩展码504-A和504-B并分别递送到路径A和B。(N为偶数的假设 只是说明性的。)乘法器801-A和801-B与上述乘法器801的操作相同， 累加器部件，加法器802-A、802B以及存储器803-A和803-B也相同。附 加加法器805重构所有路径的和。这样，使用解扩器800或解扩器850的 输出505是相同的。

总的来说，解扩器850可适于支持M条平行路径，例如，通过将采样 aM+m从采样流和扩展码递送到第m条路径(a＝0，1...)。一般来说，任何 将采样分配到路径中的适当的方法都可以使用。

例如，解扩器850可以以硬件加速器的方式实现。这样的加速器可以 设计为比硬件加速器实现的解扩器800功率小得多，例如，因为操作频率 可以最多减少为M分之一(例如，路径的数量)，在较低的频率上，上升 和下降时间变得不那么重要而且电源电压也可以降低。继而，可以很大程 度上降低能耗。并行设计可以以其他适当的方式应用在接收器设计中(例 如，以恒定的速率和长度执行操作的各种其他模块)。

解扩信号(例如，信号505-1、505-2和505-3)传输到码追踪模块518。 码追踪模块518可以使用任何适当的算法来为采样载入确定步幅，并且提 供反馈信号506到采样载入模块512。例如，可以使用延迟锁相环(DLL) 算法。

从至少一个解扩器输出的信号(例如，从即时解扩器515输出的信号 505-2)可以被传输到多普勒追踪模块519。多普勒追踪模块519估计残余 多普勒频移并且提供反馈信号507到多普勒NCO 520，所述多普勒NCO 520为多普勒去除模块513的多普勒去除生成复波。多普勒追踪模块519 可以使用任何适当的算法，例如，锁相回路算法和/或锁频回路(PLL/FLL) 算法，以测量信号的多普勒频移。

码追踪模块518和多普勒追踪模块519实现的算法还可以生成伪距和 伪距率。该距离数据可以分别由码追踪模块518和多普勒追踪模块519通 过信号508和509提供给导航模块521。导航模块521从其他剩余通道接 收相似信号540(例如，通道2-N)。

导航信息信号541可以被提供给应用431，用于特定的应用。

方法900

图9显示了接收器的操作方法900。

在步骤901中，接收广播信号。可以使用任何适当的射频(RF)前端。 广播信号可以是几个发射器广播的信号的组合。广播信号可以是以载波频 率调制的信号。例如，信号可以调制到1575.42MHz的L1波段载波频率 上。

在步骤903中，将信号下变频到中频(IF)。在一些实施例中，步骤 901和903可以由例如射频前端212(图4)执行。

在步骤905中，数字化信号。可以使用任何适当的手段来进行模数转 换。例如，可以使用ADC 213(图4)。

在步骤907中，从信号中去除中频载波。可以通过数字混合器和由例 如载波NCO 510(图5)提供的中频载波信号，从信号中去除中频载波。 载波可以通过载波NCO 511去除。可以使用在图6A和6B中分别示出的 载波去除模块511的示例实施例600和650。

在步骤909中，信号可以被低通滤波。为了降低复杂度，低通滤波器 可以设计用于具有0中心频率的基带信号。基带低通滤波器为矩形波滤波 器。在一些实施例中，矩形波滤波器具有许多滤波阶，其数量与中频信号 的过采样率的整数部分相等。在一些实施例中，可以通过载波去除模块510 执行低通滤波(图5)。低通滤波器可以是分别如图7A和7B所示的矩形 波滤波器700和750。

在步骤911中，分配信号到多个处理通道。例如，可以使用12个通 道。每个通道可以对应唯一的生成广播信号的发射器。

可以对每个通道执行步骤913到921。例如，可以在每个通道上并行 执行这些步骤。

在步骤913中，降低信号的采样率并且补偿时间失配。在一些实施例 中，通过选择样本的子集来降低采样率。样本的子集可以通过由码追踪模 块提供的通道反馈来确定。码追踪模块可以确定采样之间的步幅，以补偿 时间失配。码追踪模块可以使用延迟锁相环(DLL)算法来确定采样之间 的步幅。例如，可以由采样载入模块512、在码追踪模块518(图5)的控 制下选择采样。

在一些实施例中，以降低的采样率选择多个样本集合。每个样本集合 都可以构成不同的下采样信号。这些集合的采样可以具有预定的关系。在 一些实施例中，输出三个采样流(例如，超前、即时和滞后)。每个流都 可以以与另一个流之间的预定的采样间距来定义。

在步骤915中，从每个降低采样率的信号中去除多普勒频移。例如， 当与不同发射器相对应的每个通道都以不同的速度相对于接收器移动时， 多普勒频率可以是针对每个通道的。多普勒NCO生成的多普勒频率信号 可以用于例如从信号中去除多普勒频率，如图6B所示。多普勒NCO的频 率可以由多普勒追踪模块控制。多普勒追踪模块可以实现锁相回路/锁频回 路追踪算法，以处理数据并且估计多普勒频移。

例如，通过使用从多普勒NCO 520接收到的信号，多普勒去除模块 513可以去除降低了采样率信号中的多普勒频移，多普勒NCO 520由多普 勒追踪模块519控制(图5)。多普勒去除之后，每个信号流中的载波和多 普勒频率成分现在都被去除了。

在步骤917中，使用针对通道的扩展码来解扩每个信号。例如，GPS 卫星发射器用针对该发射器(图1)的C/A码120对导航电文110编码。 对应的通道知道该特定的C/A码，并使用其解扩载波和经多普勒去除的信 号，从而恢复导航电文。

在步骤919中，解扩信号(例如，解扩超前信号、解扩即时信号和解 扩滞后信号)用于生成反馈信号，所述反馈信号用于调整步幅，所述步幅 用于采样率降低和多普勒时移补偿。DLL算法可以应用到解扩信号，以控 制采样选择。PLL/FLL算法可以用于估计多普勒频移并且控制多普勒 NCO。在一些实施例中，PLL/FLL算法应用到一种解扩信号(例如，即时 解扩信号)以估计多普勒频移。

在步骤921中，估计伪距和伪距率。可以通过DLL算法和PLL/FLL 算法来估计伪距和伪距率。

在步骤923中，所有通道的伪距和伪距率都用于估计导航信息。估得 的导航信息可以例如包括定位、速度、加速度、航向、海拔、坐标位置等 等。

在步骤925中，为某一目的使用导航信息。导航信息可以为任何适当 的目的使用。例如，导航信息可以用于在地图上显示位置，或者计算行车 路线，或者为车辆提供导航。

另一些实施例

图10提供了一种接收器的示例实施例1000。接收器1000可以用于接 收并处理GNSS信号(例如，GPS)。

接收器1000可以具有天线211、射频前端212和ADC 213，如参考接 收器400所描述的(图4)。

接收器1000还可以包括具有逻辑单元1010的微处理器1070。微处理 器1070可以是任何适当的处理装置，例如但不限于CPU、DSP、控制器、 可寻址控制器、通用或专用微处理器、微控制器、可寻址微处理器、可编 程处理器、可编程序控制器、专用处理器、专用控制器、或任何其他合适 的处理装置。在一些实施例中，有寄存器1020用于存储例如关于微处理 器1070配置的信息。在一些实施例中，接收器1000具有存储器1040和 1090。存储器1040可以与微处理器1070集成在一起，而存储器1090可 以包括能被微处理器1070访问的“片外”存储器。

存储器1040和1090可以存储软件模块，所述软件模块当被逻辑单元 1010执行时能够执行所需的功能。存储器1040和1080可以是任何合适类 型的计算机可读存储介质，例如但不限于RAM、基于纳米技术的存储器、 一个或多个软盘、密致盘、光盘、易失性和非易失性存储器设备、磁带、 闪存、硬盘驱动器、现场可编程门阵列的电路配置或其他半导体设备、或 其他有形的计算机存储介质。本实例中，模块显示在存储器1040中，但 是，这纯粹是说明性的，模块可以存储在任何一个存储器中(或者两个存 储器中)。

存储器1040可以存储例如载波去除模块510、采样载入模块512、载 波NCO模块511、多普勒NCO模块520、多普勒去除模块513、扩展码 模块517、码追踪模块518、多普勒追踪模块519、导航模块521和应用模 块431。这些模块中的每一个模块当执行时，可以执行如接收器400中相 应标号的块所描述的功能(见图4-5)。存储器1040可以有解扩器模块1041。

在一些实施例中，每个通道独立的利用相同的软件模块(例如，采样 载入模块512)，所以只需要在存储器中保存该模块的一个备份。例如，可 以使用解扩器模块1041的多个实例来为每个通道执行超前解扩器模块 514、即时解扩器模块515和滞后解扩器模块516的功能。这样，例如， 如果有12个通道被同时处理，那么一共要运行36个解扩器模块的实例， 但是只需要在存储器中保存一份解扩器模块1041的拷贝。在一些实施例 中，微处理器1070支持多个线程(多线程)，使各个接收器通道可以被同 时处理。

存储器1040(或存储器1090)还可以保存数据库1042。数据库1042 可以为应用模块431保存信息。例如，数据库1042可以有街道信息，应 用431可以使用该信息来确定到达目的地的路线。

可以在存储器1040和/或1070中保存多个应用。在一些实施例中，用 户可以选择要执行的应用。

在一些实施例中，接收器1000有能量存储设备1080，用于给接收器 1000供电。ESD 1080可以是电池、电容、燃料电池、工作在交流电源下 的电源、或任何其他合适的设备为接收器1000供电。在一些实施例中， 接收器1000可以接收外部电源的供电。

接收器1000可以有一个或多个用户界面(UI)1050。UI 1050可以有 输入1054用于接收用户命令(例如，键区，麦克风)。UI 1050还可以包 括显示器1051以及喇叭1052以向用户提供输出。

接收器1000可以有专用集成电路(ASIC)1060。在一些实施例中， ASIC 1060提供在数字处理阶段420中(图5)使用的一个或多个模块的 超低功耗硬件实现。例如，载波去除模块510可以通过ASIC 1060以硬件 实现。

接收器1000可以用于接收GNSS信号，确定导航属性，并且使用这 些属性作为应用的输入。另外，接收器1000可以支持其他功能。例如， 接收器1000可以支持手机，短信，上网浏览，个人管理软件，广播数字 视频接收(例如，数字视频广播(DVB)，DVB手持(DVB-H))。

接收器1000可以集成到其他设备上。例如，接收器1000可以集成到 手机、数码相机、个人数字助理(PDA)、汽车或任何其他的移动设备或 机器。将这种设备与接收器1000组合可以实现各种增强功能。例如，手 机用户可以将他或她的位置传输给另一个用户，以使用户能够确定会面地 点。在数码相机中，例如，当获取了一个图像，位置信息可以与该图像一 起存储。

接收器的处理架构的模块可以通过一个或多个适当配置的以任何适 当方式实现的处理器来实现。术语处理器是指：用于执行计算机程序的逻 辑机器，如ASIC的硬件或其任何适当组合。例如，一个给定模块可以体 现为执行一个或多个计算机程序以提供所需功能的一个或多个逻辑机器， 如微处理器、CPU、DSP或片上系统(SOC)。或者，它们还可以以硬件 方式实现，例如硬件加速器或ASIC。在一些实施例中，可以既使用硬件 处理又使用软件处理。

一些实施例以全球定位系统作为背景进行描述，但是，所述技术还可 以应用到其他全球导航卫星系统中。一些实施例以利用C/A码信号的消费 类GPS接收器作为背景进行描述，该C/A码信号处于L1波段、频率为 1575.42MHz，但是，该架构可以应用到任何适当的接收器。例如，该技 术可以应用到适于解码P(Y)码的接收器。

查找表可以在内存、缓存、寄存器或任何其他合适的位置或存储设备 中实现。

一些实施例中可能会支持增强系统，如广域增强系统(WAAS)。一些 实施例可支持欧盟(EU)和欧洲航天局(ESA)正在建设的全球导航卫星 系统“伽利略”。一些实施例可能支持下一代GPS或“GPS TTT”。

术语数字信号处理器(DSP)和中央处理器(CPU)在文中作为同义 使用，指任何用于执行计算机程序的逻辑机器，包括但不限于体现为一个 或多个单个或多个核心微处理器的机器。

任何合适的数值表示系统可用于表示接收器中的值。例如，可以使用 定点数和浮点数。在一些实施例中，模块可以使用不同的数值表示系统来 表示输入和输出。

各个模块可以以任何适当的方式可操作地连接。与第二模块可用连接 的第一模块被配置为提供输出(例如，信号、数据)到第二模块。与第一 模块可用连接的第二模块被配置为接收所述输出。输出可通过中介从第一 个模块提供给第二个模块。例如，输出可以保存在存储器中，第二模块读 该存储器。中介可以操纵该输出。例如，输出可通过一个过滤器。

这样，描述了至少一个本发明的示例性实施例，本领域的技术人员可 以容易地对其做出各种改变、修改和改进。这样的改动、修改和改进仍然 在本发明的范围内。因此，上述的描述方式只是举例并不非限制。本发明 的范围以所附权利要求及其等同为准。