具有功率因数校正的开关电源及其控制装置和方法

摘要

本发明公开了一种具有功率因数校正的开关电源及其控制装置，所述开关电源控制装置包括一功率因数校正器和一总谐波失真优化器，所述功率因数校正器的输出端连接所述功率管，决定所述功率管的导通时间和关断时间。所述总谐波失真优化器的输入端输入交流输入电压，输出端连接功率因数校正器，能够动态跟踪交流输入信号，在交流输入电压增大的时候，减小开关电源的电感的峰值电流，补偿交流电网对开关电源的滤波电容充电的电流；在交流输入电压减小的时候，增大开关电源的电感的峰值电流，补偿交流电网对开关电源的滤波电容放电的电流。利用本发明提出的控制装置能够减小所述滤波电容引起的交流输入电流的总谐波失真，提高所述开关电源的功率因数。

说明书

技术领域

本发明涉及开关电源领域，尤其涉及具有功率因数校正(Power Factor Correction，PFC) 的开关电源控制技术。

背景技术

从220V交流(Alternating Current，AC)电网经过转换供给直流(Direct Current，DC)是 电力电子技术及电子仪器中应用极为广泛的一种基本转换装置，例如电脑，电视机，显示 器，日光灯等等现代常用的电气设备都会采用AC-DC开关电源进行供电。

目前常用AC-DC开关电源一般是由功率因数校正(PFC)装置和DC-DC转换器组成， 其中所述功率因数校正器是作为预调节器，控制交流输入电流，迫使交流输入电流波形跟 踪交流输入正弦电压波形，可以使得交流输入电流波形接近正弦波。

所述功率因数校正器一方面减小交流输入电流的谐波成分，交流输入电流里面的谐波 分量会倒流，进入交流电网，从而对交流电网的造成谐波污染；另一方面，减小交流输入 电流的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)，提高所述开关电源的功率因数，能 够使功率因数PF值接近1。

所述功率因数校正器采用升压转换器实现，这种升压转换器是用于所述功率因数校正 器的最常用的拓扑之一。升压拓扑可以工作在需要功率模式中，例如可以工作在连续导电 模式(CCM)、间断导电模式(DCM)以及临界导通模式(TM)中。

由于TM模式的功率因数校正器结构简单而被广泛用于中低功率应用中。一般来说，TM 模式的功率因数校正器可以有下面两种实现方式：一是基于恒导通时间控制的TM模式的 功率因数校正器；二是基于乘法器的TM模式的功率因数校正器。通常认为这两种技术提 供了基本上相同的性能水平。

作为示例，如图1所示提供了一种传统的基于乘法器的TM模式的功率因数校正器的开 关电源的拓扑结构。示例中的开关电源100包括一个升压转换器和一个功率因数校正装置 101。所述功率因数校正器是基于乘法器的TM模式的结构。

所述升压转换器包括一个二极管全波整流桥103，简称为整流桥。所述整流桥的输入信 号是交流输入电压。一个高频滤波电容Cin的一端连接到所述整流桥，滤波电容Cin的另一 端接地。一个电感L1连接到滤波电容Cin和所述整流桥的公共端，电感L1的另外一端连接 到一个功率管M1的漏端，功率管M1的源端连接到一个接地的采样电阻Rs。一个二极管D1 的阳极连接到电感L1和功率管M1的公共端，阴极接到一个电容Cbulk的一端，电容Cbulk 另外一端接地。所述升压转换器在电容Cbulk上产生一个远大于交流输入最大峰值电压的直 流输出电压，典型值一般是400V，所述直流输出电压被提供给随后的DC-DC转换器。

所述功率因数校正器包括：

误差放大器104，所述误差放大器比较两个输入信号：其反相输入端的输入信号是所述 升压转换器的直流输出电压通过电阻Rfa和电阻Rfb产生的分压；其正相输入端的输入信号 是内部参考电压VREF。所述误放输出信号Se是两个输入信号之间误差的放大信号。在误 差放大器的反相输入端和输出端之间有一个补偿网络102，用来决定所述误差放大器的带 宽。如果所述误差放大器的带宽足够窄(例如低于20Hz)，则所述误放输出信号Se在给定 的交流输入电压的半周期内是直流值。

乘法器105，所述误放输出信号Se被提供给所述乘法器。所述乘法器另外一个输入信号 是交流输入电压经过所述整流桥整流之后，再通过电阻R1a和电阻R1b产生的分压Vi，简称 整流分压信号Vi。乘法器的输出信号Sm是两个输入信号的乘积。作为示例，所述乘法器的 输出信号Sm是一个类似于正弦全波整流的电压波形。

电流感应比较器106，所述乘法器的输出信号Sm被提供所述电流感应比较器，作为它 的一个输入信号。所述电流感应比较器另外一个输入是流过所述功率管的电流在采样电阻 Rs上面产生的电压Srs，简称电流采样信号Srs。在某些实现方式中，当所述电流感应比较 器确定两个输入上的电压相等时，所述电流感应比较器使触发器108复位，并使得功率管 M1关断。在被所述功率因数校正器处理之后，所述升压转换器的电感L1峰值电流被经整 流的正弦波形所包络。可以证明所述功率因数校正器在输入交流电压的半周期内产生了恒 定的导通时间。

在功率管M1被关断之后，二极管D1由于电流连续性而被正向偏置。作为升压拓扑的一 部分，电感L1将会把其存储的能量释放到所述开关电源的负载中。当电感L1电流下降到零 时，零电流检测器107通过耦合线圈L2检测到所述电感的零电流状态。所述零电流检测器 的输出连接到所述触发器的置位端。当所述零电流检测器检测到零电流时，所述零电流检 测器使所述触发器被置位。当所述触发器被置位时，功率管M1开始导通。在所述开关电源 的工作期间，所述触发器被反复的置位和复位。

为了满足EMI要求，所述开关电源在整流桥103后面增加一个小的高频滤波电容Cin。 由于滤波电容Cin的存在，导致所述开关电源会遇到交越失真的问题，使得交流输入电流的 谐波分量增加，失真度变大，从而导致所述开关电源的功率因数值变小。

传统的方法认为交越失真发生在交流输入电压转变期间。更具体而言，交越失真经常 发生在交流输入电压下降到接近0伏附近时。当交流输入电压下降到接近0伏附近时，由于 滤波电容Cin上的残余滞留电压，所述整流桥的二极管被反向偏置，所述残余滞留电压与滤 波电容Cin和所述整流桥相关联。在该时段期间，没有交流输入电流从所述整流桥流出。结 果，交流输入电流的波形可能呈现交越失真效应。造成交流输入电压下降到接近0时，滤 波电容Cin上的电压通常会在一小段时间内偏离理想值。

如图2所示，由于滤波电容Cin的存在，使得交流输入电压经整流后电压过零时，产生 畸变，会导致交流输入电流在过零时也会产生畸变，进而使交流输入电流失真度增大。

传统的方法为了减小交越失真效应，采用的方法是在交流输入电压非常接近零的时候， 延长所述功率管的导通时间，把所述滤波电容上的电荷多放掉一些，就可以减小所述滤波 电容上电压畸变，从而达到优化交流输入电流的总谐波失真的目的。

然而所述传统的方法却存在某些不足，主要原因是它对滤波电容Cin对交流输入电流总 谐波失真影响的分析有些片面并且不够细致。事实上交流输入电流产生总谐波失真的主要 原因是由于所述滤波电容Cin会产生充电和放电电流。该电流叠加到输入端，导致实际的交 流输入电流与交流输入电压不能完全的同相。另外当所述滤波电容放电时提供的电流刚好 能够提供给输出电路时，交流电网就不能再输入电流，产生所谓的导通死角。

所述滤波电容上面的电流为：

I_Cin＝Cin×U₀×ω×cosωt    (1)

其中U₀是交流输入电压幅值，ω是输入信号频率，Cin是所述滤波电容容值。

当所述滤波电容放电电流超过输出电流I_O时，交流电网就不能再输入电流。因此 导通死角为：

α＝arccos(I_O/(Cin×U₀×ω))    (2)

从公式可以看出导通死角跟交流输入电压，所述滤波电容以及输出电流之间的关系。

如图2所示，所述滤波电容Cin在交流输入电压的上升的半周期内充电，在交流输入电 压下降的半周期内放电。在交流输入电压过零时，所述滤波电容的充放电电流达到最大值， 由此产生的电流畸变也是最大的。

所述传统的方法并没有考虑到，在电压过零处，所述滤波电容由最大放电电流变为最 大充电电流的情况，因此所述传统的方法只是在交流输入电压非常接近零的时候，延长所 述功率管的导通时间，将所述滤波电容上面的电荷多放掉一些，是不能完全补偿由于所述 滤波电容产生的充放电电流畸变，只能补偿所述滤波电容最大放电电流时产生的畸变。

在所述滤波电容充电的时候：

I_IN＝I_CC+I_L    (3)

而在所述滤波电容放电的时候：

I_IN+I_CD＝I_L    (4)

其中I_IN是交流输入电流，I_L是所述电感峰值电流，I_CC是所述滤波电容充电电流，I_CD是所述滤波电流放电电流。

由于电流波形失真是由于所述滤波电容充放电导致，所以为了优化总谐波失真，必须 补偿由于所述滤波电容充放电导致的电流波形失真。

发明内容

本发明要解决目前功率因数校正器的总谐波失真优化方法存在的不足，提供一种具有 功率因数校正的开关电源控制器及其控制方法。同时本发明还提供给了一种具有功率因数 校正的开关电源。

具有功率因数校正的开关电源包括：

一开关电源转换器，将交流输入电压转换成直流输出信号。所述开关电源转换器包括 一个高频滤波电容，一个电感和一个功率管；

一开关电源控制装置，所述开关电源控制装置包括一功率因数校正器和一总谐波失真 优化器，所述功率因数校正器的输出端连接所述功率管，决定所述功率管的导通时间和关 断时间。所述总谐波失真优化器的输入端输入交流输入电压，输出端连接功率因数校正器， 能够动态跟踪交流输入信号，在交流输入电压增大的时候，减小所述电感的峰值电流，补 偿交流电网对所述滤波电容充电的电流；在交流输入电压减小的时候，增大所述电感的峰 值电流，补偿交流电网对所述滤波电容放电的电流。

所述功率因数校正器包括：

一误差放大器，所述误差放大器的反相输入端是开关电源的直流输出电压的分压，所 述误差放大器的正相输入端是参考电压；

一乘法器，所述乘法器的一个输入端是交流输入电压的整流分压信号；所述乘法器的 另一个输入来自所述误差放大器的输出信号；

一电流感应比较器，比较所述乘法器的输出信号和电流采样信号，所述电流感应比较 器的输出连接触发器，电流感应比较器的输出信号决定了所述功率管的关断时间；

一零电流检测器，用来检测开关电源转换器中的电感中的零电流状态，所述零电流比 较器的输出连接所述触发器，零电流比较器的输出信号决定了所述功率管的导通时间；

一触发器，所述触发器的输出连接驱动电路；

一驱动电路，所述驱动电路的输出连接所述功率管。

其中，所述电流采样信号是所述功率管的电流在采样电阻Rs上产生的电压；

进一步，所述总谐波失真优化器，能够动态跟踪交流输入信号，在交流输入电压增大 的时候，减小所述乘法器的输出信号的值，或者增大所述电流采样信号的值；在交流输入 电压减小的时候，增大所述乘法器的输出信号的值，或者减小所述电流采样信号的值。

具有功率因数校正的开关电源的控制方法，包括：

步骤1，交流输入信号转换成直流输出信号；

步骤2，将所述直流输出信号和第一基准信号进行比较，产生一误差放大信号；

步骤3，将所述误差放大信号和所述交流输入信号相乘产生一乘积信号；

步骤4，将所述乘积信号和采样信号进行比较，当所述采样信号等于或大于所述乘积信 号的时候，产生一功率管关断信号，停止从电感吸收电流；

步骤5，将检测信号和第二基准信号进行比较，当所述检测信号等于或小于所述第二基 准信号的时候，产生一功率管导通信号，开始从所述电感吸收电流。

在交流输入信号增大的时候，减小所述电感的峰值电流，补偿交流电网对所述滤波电 容充电的电流；在交流输入信号减小的时候，增大所述电感的峰值电流，补偿交流电网对 所述滤波电容放电的电流。

其中，所述采样信号代表电流采样信号是所述功率管的电流在采样电阻上产生的电压； 其中，所述检测信号代表耦合线圈检测到所述电感的零电流状态。

本发明提出的开关电源及其控制装置能够减小所述滤波电容引起的交流输入电流的 总谐波失真，提高所述开关电源的功率因数。

附图说明

图1是传统的基于乘法器的TM模式的功率因数校正的开关电源的拓扑结构；

图2是图1所示的开关电源的输入电流，电压以及滤波电容充放电波形

图3是本发明提出具有功率因数校正的开关电源装置的拓扑结构；

图4是本发明的总谐波失真优化器的第一个具体实施例；

图5是本发明的总谐波失真优化器的第二个具体实施例；

图6是电压上升或下降检测器的拓扑结构；

图7是本发明的总谐波失真优化器的第三个具体实施例；

图8是本发明的总谐波失真优化器的第四个具体实施例；

图9是本发明中滤波电容充放电模拟电路的一个可能的拓扑结构。

具体实施方式

下面结合附图，进一步描述本发明的发明实质和具体的技术方案。

图3是本发明提出的具有功率因数校正的开关电源，该开关电源是基于乘法器的TM模 式的拓扑结构。

图3中的开关电源300包括一个升压转换器和一个开关电源控制装置301：

所述升压转换器包括一个二极管全波整流桥303，简称为整流桥。所述整流桥的输入信 号是交流输入电压。一个高频滤波电容Cin的一端连接到所述整流桥，滤波电容Cin的另一 端接地。一个电感L1连接到滤波电容Cin和所述整流桥的公共端，电感L1的另外一端连接 到一个功率管M1的漏端，功率管M1的源端连接到一个接地的采样电阻Rs。一个二极管D1 的阳极连接到电感L1和功率管M1的公共端，阴极接到一个电容Cbulk的一端，电容Cbulk 另外一端接地。所述开关电源转换器在电容Cbulk上产生一个远大于交流输入最大峰值电压 的直流输出电压，典型值一般是400V，所述直流输出电压被提供给随后的DC-DC转换器。

所述开关电源控制装置301包括一个功率因数校正器311和一个总谐波失真优化器310

所述功率因数校正器包括：

一误差放大器304，所述误差放大器比较两个输入信号：其反相输入端的输入信号是所 述开关电源转换器的直流输出电压通过电阻Rfa和电阻Rfb产生的分压；其正相输入端的输 入信号是内部参考电压VREF。所述误放输出信号Se是两个输入信号之间误差的放大信号。 在误差放大器的反相输入端和输出端之间有一个补偿网络302。

一乘法器305，所述误放输出信号Se被提供给所述乘法器305，所述乘法器305另外一个 输入信号是交流输入电压经过所述的整流桥整流之后，再通过电阻R1a和电阻R1b产生的分 压Vi，简称整流分压信号，乘法器的输出信号Sm是两个输入信号的乘积。

一电流感应比较器306，所述乘法器的输出信号Sm被提供所述电流感应比较器，作为 它的一个输入信号；所述电流感应比较器另外一个输入是流过所述的功率管的电流在采样 电阻Rs上产生的电压Srs，简称电流采样信号。所述电流感应比较器的输出连接触发器308， 所述电流感应比较器输出信号决定了所述功率管的关断时间。

一零电流检测器307，用来检测开关电源转换器中的电感中的的零电流状态，所述零电 流比较器307的输出连接所述触发器，零电流比较器的输出信号决定了所述功率管的导通 时间。

一驱动电路309，所述驱动电路的输入是所述触发器的输出信号，所述驱动电路的输出 连接功率管MI。

在被所述功率因数校正器处理之后，所述开关电源转换器的电感L1峰值电流被经整流 的正弦波形所包络。例如，可以证明所述功率因数校正器所在输入交流电压的半周期内产 生了恒定的导通时间。

在功率管M1被关断之后，二极管D1由于电流连续性而被正向偏置。作为升压拓扑的一 部分，电感L1将会把其存储的能量释放到所述开关电源的负载中。当电感L1电流下降到零 时，所述零电流检测器通过耦合线圈L2的检测到所述电感的零电流状态。所述零电流检测 器的输出连接到所述触发器的置位端。当所述零电流检测器检测到零电流时，所述零电流 检测器使所述触发器被置位。当所述触发器被置位时，所述功率管M1开始导通。在所述开 关电源工作期间，所述触发器被反复的置位和复位。

所述总谐波失真优化器310接受来自整流分压信号Vi，输出一个总谐波失真(THD) 优化信号Ctrl。能够动态跟踪交流输入信号，在交流输入电压增大的时候，减小所述乘法 器305的输出信号Sm的值，或者增大所述电流采样信号Srs的值；在交流输入电压减小的时 候，增大所述乘法器305的输出信号Sm的值，或者减小所述电流采样信号Srs的值。所述总 谐波失真优化器能够减小所述滤波电容引起的交流输入电流的总谐波失真，提高所述开关 电源的功率因数。

所述的开关电源控制装置为芯片。

图4是所述总谐波失真优化器的第一个具体实施例，所述的总谐波失真优化器包括：

一减法器401，从一个常量信号A1，减去整流分压信号Vi之后，经过一个加权器402， 产生一个失调补偿信号Vi1；

一电压上升或下降检测器403，所述电压上升或下降检测器根据整流分压信号Vi，判断 所述整流分压信号Vi是处于增大状态，还是减小状态。在所述整流分压信号Vi增大的时候， 所述电压上升或下降检测器的输出总谐波失真(THD)优化信号Ctrl，等于负的失调补偿 信号Vi1；在所述整流分压信号Vi减小的时候，所述电压上升或下降检测器的输出总谐波失 真(THD)优化信号Ctrl，等于正的失调补偿信号Vi1；

一加法器404，从乘法器305的输出信号Sm里面加上所述总谐波失真(THD)优化信号 Ctrl，提供给电流感应比较器306的反相输入端。

图5是所述总谐波失真优化器的第二个具体实施例。所述的总谐波失真优化器包括：

一减法器501，从一个常量信号A1，减去整流分压信号Vi之后，经过一个加权器502， 产生一个失调补偿信号Vi1；

一电压上升或下降检测器503，所述电压上升或下降检测器根据整流分压信号Vi，判断 所述整流分压信号Vi是处于增大状态，还是减小状态。在所述整流分压信号Vi增大的时候， 所述电压上升或下降检测器的输出总谐波失真(THD)优化信号Ctrl，等于负的失调补偿 信号Vi1；在所述整流分压信号Vi减小的时候，所述电压上升或下降检测器的输出总谐波失 真(THD)优化信号Ctrl，等于正的失调补偿信号Vi1；

一个减法器504，从电流采样信号Srs里面减去总谐波失真(THD)优化信号Ctrl，提供 给电流感应比较器306的正相输入端。

图6是图4或图5中所述电压上升或下降检测器的一个具体实施例。所述电压上升或下降 检测器600的基本思想是使用采样保持电路与当前值比较的方法检测上升和下降波形：上 升电压高于保持电压某一值(假设为50mV)时，上升沿采样；下降电压低于保持电压某 一值(假设为50mV)时，下降沿采样；上升下降电压与保持电压偏差在某一值内(假设 为50mV)时，不采样。

所述整流分压信号Vi被提供给电平位移模块601。所述电平位移模块产生三个电平位移 信号分别是：第一电平位移信号V0等于所述整流分压信号Vi；第二电平位移信号Va等于所 述整流分压信号Vi加上一个偏差Δ；第三电平位移信号Vb等于所述整流分压信号Vi减去一 个偏差Δ。所述第二电平位移信号Va提供给下降采样比较器602；所述第三电平位移信号Vb 提供给上升采样比较器603。电容607上面的保持信号Vsamp被同时提供给所述上升采样比 较器和所述下降采样比较器。

所述下降采样比较器比较所述第二电平位移信号Va和所述保持信号Vsamp，产生下降 采样信号Vc提供给RS触发器605和采样脉冲发生器604。所述上升采样比较器比较所述的第 三电平位移信号Vb和所述保持信号Vsamp，产生上升采样信号Vd提供给所述RS触发器和 所述采样脉冲发生器。所述采样脉冲发生器控制开关606，在所述开关闭合时进行采样， 所述保持信号Vsamp等于所述第一电平位移信号V0，也就是所述整流分压信号Vi；在所述 开关断开时，由于电容607存在，进入保持阶段。所述RS触发器产生判断信号Ve。

所述采样脉冲发生器的作用是在所述下降采样信号Vc或所述上升采样信号Vd中有一 个由低跳变的高时，输出一个高电平固定脉宽的脉冲，闭合所述开关，进入采样阶段。

所述电压升高或降低检测器工作过程为：开始阶段，所述采样脉冲发生器没有动作， 因此所述开关是断开的。如果所述整流分压信号Vi升高，所述下降采样信号Vc始终为零。 因此只要所述上升采样比较器变高一次，所述判断信号Ve始终为1，表示所述整流分压信 号Vi处于升高状态。由于只要所述第三电平位移信号Vb高于所述保持信号Vsamp，所述上 升采样比较器就发生跳变，导致所述采样脉冲发生器输出一个高电平固定脉宽的信号控制 所述开关闭合，将采样所述整流分压信号Vi到电容607上。所以所述整流分压信号Vi上升过 程，保持信号Vsamp与所述整流分压信号Vi的最大差值小于Δ。

如果所述整流分压信号Vi电压下降，所述上升采样信号Vd始终为零。因此只要所述下 降采样比较器变高一次，所述的判断信号Ve始终为0，表示处于所述整流分压信号Vi下降 状态。由于只要所述第二电平位移信号Va低于所述保持信号Vsamp，所述下降采样比较器 就发生跳变，导致所述采样脉冲发生器输出一个高电平固定脉宽的信号控制所述开关闭 合，将采样所述整流分压信号Vi电压到电容607上。所以所述整流分压信号Vi下降过程，保 持信号Vsamp与所述整流分压信号Vi的最大差值小于Δ。Δ设置的目的是为了防止电路发生 误动作。

所述电压升高或降低检测器产生的判断信号Ve。即所述整流分压信号Vi升高时(Ve为 1)，代表滤波电容Cin充电阶段，减小所述电感的峰值电流，补偿交流电网对所述滤波电容 充电的电流；所述整流分压信号Vi降低时(Ve为0)，代表所述滤波电容Cin放电阶段，增大 所述电感的峰值电流，补偿交流电网对所述滤波电容放电的电流。

图7是所述总谐波失真优化器的第三个具体实施例，所述的总谐波失真优化器包括：

一滤波电容充放电模拟电路702，能够根据整流分压信号Vi和电容C1，来模拟滤波电容 Cin的充放电过程，来产生总谐波失真(THD)优化信号Ctrl；

一加法器703，从所述乘法器的输出信号Sm里面加上总谐波失真(THD)优化信号Ctrl， 提供给电流感应比较器306的反相输入端。

图8是所述总谐波失真优化器的第四个具体实施例，所述的总谐波失真优化器包括：

一滤波电容充放电模拟电路802，能够根据整流分压信号Vi和电容C1，来模拟滤波电容 Cin的充放电过程，来产生总谐波失真(THD)优化信号Ctrl；

一减法器803，从所述电流采样信号Srs里面减去总谐波失真(THD)优化信号Ctrl，提 供给电流感应比较器306的正相输入端。

图9是图7或图8所示的滤波电容充放电模拟电路的一个可能的拓扑结构。第一NPN管Q1 的基极输入信号是整流分压信号(Vi)，第四NPN管Q1的集电极接到电源，第一NPN管Q1 的发射极接到一个接地的恒流源I2，第四PNP管Q4的基极接到第一NPN管Q1和恒流源I2的 公共端；第二PNP管Q2的基极输入信号是整流分压信号Vi，第二PNP管Q2的集电极接到地， 第二PNP管Q2的发射极接到一个接电源的恒流源I1，第三NPN管Q3的基极接到第二PNP管 Q2和恒流源I1的公共端；第三NPN管Q3的发射极和第四PNP管Q4的发射极相连，接到所述 的第一电容C1，第二电容C1的另外一端接地；第三NPN管Q3的集电极接到由第一PMOS 管M1和第二PMOS管M2组成的电流镜的输入级；第四PNP管Q4的集电极接到由第三NMOS 管M3和第四NMOS管M4组成的电流镜的输入级，所述的两个电流镜的输出级相连，输出 所述总谐波失真优化信号(Ctrl)

本发明公开了一种能够减小交越失真的功率因数控制的开关电源装置，并且参照附图 描述了本发明的具体实施方式和效果。应该理解到的是上述实施例只是对本发明的说明， 而不是对本发明的限制，任何不超出本发明实质精神范围内的发明创造，包括总谐波失真 优化器、电压上升或下降检测器、滤波电容充放电模拟电路的变更以及其他非实质性的替 换或修改，均落入本发明保护范围之内。