OFDM系统中针对控制信道的信道估计

摘要

本发明的OFDM系统中针对控制信道的信道估计方法包括以下步骤：执行多个信道条件矩阵的输LS估计的时间上的加权平均；对所述输入LS估计执行频域平均；从经过了频域平均的输入LS估计执行对导频OFDM符号的多个子载波的信道估计；以及从对导频OFDM符号的子载波的所述信道估计执行对控制信道中的OFDM符号的多个子载波的信道估计。

说明书

技术领域

本发明一般地涉及正交频分调制(OFDM)通信系统，更具体地，本发明涉及这样的OFDM系统中的对控制信道的信道估计。

要求2009年4月1日递交的澳大利亚临时专利申请No.2009901411的优先权，该专利申请的内容通过引用被结合于此。

背景技术

由于具有高带宽效率的高速传输能力和以及多径衰落和延迟方面的鲁棒性，OFDM通信系统越来越广泛地被应用于无线通信系统中。OFDM系统的基本潜在原理是将可用频谱分割到若干子载波中。为了获得高的频谱效率，子载波的频率响应是重叠且正交的。通过引入循环前缀，即使信号通过时间色散衰落信道，此正交性也可以以较小的信噪比损失代价而被完整地维护。

基带OFDM系统的框图被示于图1。二进制信息首先根据信号映射器10中的调制而被成组、编码和映射。在防护频带被防护频带插入块12插入后，N点的离散时间傅里叶逆变换(IDFT)块14将数据序列变换到时域中。在IDFT块14后，循环前缀被循环前缀插入块16插入以避免符号间和载波间的干扰。D/A转换器18将数字化信号变换为模拟形式以供跨信道传输。信道20被建模为脉冲响应g(t)，该脉冲响应g(t)伴随着复数加性白高斯噪声n(t)。

在接收器22处，在通过模数(A/D)转换器24并在循环前缀删除块26处去除了循环前缀后，离散时间傅里叶变换(DFT)块28被用于将数据变换回频域中。在防护频带删除块30删除了防护频带后，在信道解码和解调块32的解调和信道解码后，二进制信息数据被最终再次获得。

这样的OFDM系统等同于在一组并行信道上传输数据。结果，OFDM系统的衰落信道可被视为时间-频率平面中的2D栅格，其在导频(pilot)位置处被采样。导频间的信道特性通过内插而被估计。

在OFDM系统中使用的一个示例性信道估计方案被描绘于图2中。在此示例中，OFDM信道估计符号被定期发送，并且所有的子载波被用作导频。接收器22进行动作以在给定(由导频信号矩阵X指定的)导频信号和(由接收信号矩阵指定的)接收信号的情况下估计(由信道协调矩阵指定的)信道条件。接收器22使用估计的信道条件来解码块内的接收数据直到下一个导频符号到达为止。估计可以基于最小二乘(LS)、最小均方误差(MMSE)和修正的MMSE。

LS估计器使参数最小化，其中(·)^H表示共轭转置运算。已示出，矩阵的LS估计器由下式给出：

$>{\hat{H}}_{\mathrm{LS}}={\underset{‾}{X}}^{-1}\bar{Y}={\left[(X_k/Y_k)\right]}^T(k=0,...,N-1)$>

然而，经常发现这些估计对于解码所传输的信息而言不够准确，尤其是当所接收的信号强度弱并且/或者处于非常多变的信道条件期间时。目前存在这样的需求：提供OFDM系统中的针对控制信道的改进的信道估计方法，该方法考虑了时间和频率方面的一个或多个信道条件以及所接收信号的质量以改善性能，同时保持复杂度和处理延迟较低。还存在这样的需求：提供OFDM系统中的针对控制信道的信道估计方法，该方法改善或克服了已知信道估计方法的一个或多个缺点或不便之处。

发明内容

在考虑了这些的情况下，本发明的一个方面提供一种OFDM系统中针对控制信道的信道估计方法，该方法包括以下步骤：执行多个信道条件矩阵的输入LS估计的时间上的加权平均；对所述输入LS估计执行频域平均；从经过了频域平均的输入LS估计执行对导频OFDM符号的多个子载波的信道估计；以及从对导频OFDM符号的子载波的所述信道估计执行对控制信道中的OFDM符号的多个子载波的信道估计。

优选地，频域平均是利用具有由频率斜率确定的长度和/或系数的频域平均窗来从所述输入LS估计中实施的。

在此情况下，该方法在一个或多个实施例中还包括以下步骤：将所述频率斜率与一个或多个阈值进行比较；确定所述控制信道的估计出的频率选择性；以及利用估计出的频率选择性来确定频域平均窗长度和/或系数。

对导频OFDM符号的所有子载波的信道估计可以通过线性内插/外推或通过LMMSE内插来执行。方便地，内插可以通过矩阵乘法来实现。

对控制信道中的OFDM符号的所有子载波的信道估计可以通过将控制信道OFDM符号信道估计指派给所有其他控制信道OFDM符号信道估计来执行。

可替代地，对控制信道中的OFDM符号的所有子载波的信道估计可以通过将线性内插/外推与前一控制信道OFDM符号信道估计一起使用来执行。

本发明的另一方面提供了一种在OFDM系统中执行针对控制信道的信道估计的通信设备。该设备包括一个或多个数据处理块，这一个或多个数据处理块用于：执行多个信道条件矩阵的输入LS估计的时间上的加权平均；对所述输入LS估计执行频域平均；从经过了频域平均的输入LS估计执行对导频OFDM符号的多个子载波的信道估计；以及从对导频OFDM符号的子载波的所述信道估计执行对控制信道中的OFDM符号的多个子载波的信道估计。

附图说明

通过参考附图，本发明的各个方面和特征将被更充分地理解，在附图中：

图1是图示出基带OFDM通信系统的数字实现方式的一个实施例的示意图；

图2是与图1的系统一起使用的示例性导频信道估计技术的图形表示；

图3是用于在图1的系统中执行信道估计的一系列数据处理块的示意图；

图4是示出由图3所示的一系列数据块执行的操作序列的流程图；

图5是由信道的频率选择性(frequency selectivity)造成的频率方向上的信道变化以及对适应性窗长度的需求的图形表示，该适应性窗长度在由图3所示的数据处理块之一执行的频域平均步骤中被使用；以及

图6是示出输入LS估计、经过频域平均的输入LS估计以及在其计算中使用的窗之间的时间关系的示意图。

具体实施方式

现参考图3，一般地示出了用于执行信道估计的一系列数据处理块40、42、44和48。这些数据处理块40、42、44和48形成图1中的信道解码和解调块32的一部分。将参考图4来说明这些数据处理块的功能。

在步骤60，信道解码和解调块32接收经解调的OFDM符号。在步骤62，块32判断接收信号是否是物理下行链路控制信道(PDCCH)符号。如果是，则在步骤64，块32对符号执行LS估计。

在步骤66，MLSA数据处理块40对由块32生成的输入LS估计执行时间上的加权平均以抑制噪声。这可被表示为：

H_{zf_avg}(n，r，k)＝(1-a₁-a₂)H_zf(n，r，k)

+a₁H_zf(n-1，r，k)

+a₂H_zf(n-2，r，k)

其中a₁和a₂是基于以下因素来选择的：

●前一LS估计的可用性

●UE速度(适应于接收器22的速度或者固定值)。

在步骤68，MFSC数据处理块42从输入LS估计中计算频率斜率以估计移动信道的频率选择性水平。(此信息被MFDA数据处理块44用来选择频域平均窗长度和/或系数，如将在下文中描述的。例如，如果信道扁平一些(flatter)，则大的窗长度可被选择。)

计算得到的频率斜率可被表示为：

$>{\hat{\eta }}_{\mathrm{CCH}}=\frac{1}{N_p-1}\underset{k=0}{\overset{N_p-2}{\Sigma }}{|H_{\mathrm{zf}}(n,r=0,k)-H_{\mathrm{zf}}(n,r=0,k+1)|}^2,$>n为偶数

其中N_P是控制OFDM符号中的导频(或RS符号)的数目。在不止一个Tx和/或Rx天线被使用的情况下，通过在全部的Tx-Rx路径上进行平均，能够改善对斜率的估计。

图5图示出频域平均系数如何被预期为随信道的频率选择性而改变。虽然更多的样本在平衡掉(average out)噪声方面有益，但是信道的频率选择性将不利地影响平均所得的估计。因此，将根据信道的频率选择性的性质，采用适当数目的样本来进行平均。

可通过将计算出的频率斜率阈值与一个或多个阈值进行比较，来选择频域平均窗长度和/或系数，频域平均窗长度和/或系数可被表示为：

MFDA数据处理块44然后利用根据频率斜率确定的、适当的平均窗长度(M_fda)和系数(M_fda(n)，n＝0，1，…，M_fda-1)来对输入LS估计执行频域(FD)平均。得出的频域平均H_{zf_ave}(k)被表示为：

情况I：在开头进行平均

$>H_{\mathrm{zf}\_\mathrm{ave}}\left(k\right)=\frac{1}{M_1+k+2}\underset{l=0}{\overset{M_1+k+1}{\Sigma }}{H}_{\mathrm{zf}}\left(l\right)W_{\mathrm{fda}}(M_1-k+l)$>对于k＜M₁和

情况II：在中间进行平均

$>H_{\mathrm{zf}\_\mathrm{ave}}\left(k\right)=\frac{1}{M+1}\underset{l=0}{\overset{M}{\Sigma }}{H}_{\mathrm{zf}}(k-M_1+l)W_{\mathrm{fda}}\left(l\right)$>对于M₁≤k＜N_p-1-M₁和

情况III：在结尾进行平均

$>H_{\mathrm{zf}\_\mathrm{ave}}\left(k\right)=\frac{1}{M_1+N_p-k+1}\underset{l=0}{\overset{M_1+N_p-k}{\Sigma }}{H}_{\mathrm{zf}}(k-M_1-l)W_{\mathrm{fda}}\left(l\right)$>对于N_p-1-M₁≤k＜N_p-1和

图6图示出一系列连续计算出的信道条件矩阵100到116以及由MFDA数据处理块44用于对形成信道条件矩阵的输入LS估计执行频域平均的示例性频域平均窗118到122。此平均处理产生一系列连续的频域排列的信道条件矩阵122到142。

在步骤70，数据处理块46然后通过线性内插/外推或者LMMSE内插，从经过频域平均的样本执行对导频OFDM符号的多个(并且优选地是全部的)子载波的信道估计。内插可被实现为矩阵乘法，并且所使用的内插类型对于实现方式而言是透明的。内插矩阵是基于信道条件来选择的，信道条件是根据频率斜率和SNR估计来确定的。

为了考虑非零RS频率偏移，并且为了具有简单的LMMSE内插矩阵，第一线性外推被执行以从经过FD平均的LS估计确定两个频带边缘样本值。

令新定义的经过FD平均的LS估计为H₁(k)，0≤k≤N_P+1

其中，

H₁(k)＝2H_{zf_ave}(0)-H_{zf_ave}(1)        对于k＝0

H₁(k)＝H_{zf_ave}(k-1)                  对于k＝1，…，N_p

H₁(k)＝2H_{zf_ave}(N_p-1)-H_{zf_ave}(N_p-2)  对于k＝N_p+1

可对新构建的经过FD平均的LS估计执行矩阵内插，并且得到的估计被定义为

H_int erp(Mk)＝H₁(k)                  对于k＝0，…，N_p+1

H_int erp(Mk+l)＝W_CCH(1，0)H₁(k)+W_CCH(1，1)H₁(k+1) 对于$>\left(\begin{array}{c}k=0,...,N_p+1,\\ l=\mathrm{1,2},...,M-1\end{array}\right)$>

其中W_CCH是(M-1)×2的矩阵，并且M是RS频率间隔(RS spacing infrequency)。

●对于线性内插，W_CCH可被表示为：

$>W_{\mathrm{CCH}}=\left(\begin{array}{cc}\frac{M-1}{M}& \frac{1}{M}\\ \frac{M-2}{M}& \frac{2}{M}\\ ·& ·\\ ·& ·\\ ·& ·\\ \frac{2}{M}& \frac{M-2}{M}\\ \frac{1}{M}& \frac{M-1}{M}\end{array}\right)$>

●对于LMMSE内插，W_CCH取决于SNR估计以及频率斜率(即，理论上的延迟扩展)，并且可从由MFDA模块确定的6个矩阵中选择，即，

W_CCH∈{W_{CCH_mn}对于m＝1，2，3；n＝1，2}

在步骤72，MTOR数据处理块48通过以下方法中的任一种，从对导频(即RS)OFDM符号的信道估计执行对控制信道OFDM符号的多个(并且优选地是全部的)子载波的信道估计：

(i)将控制信道RS OFDM符号信道估计指派给所有其他控制信道OFDM符号信道估计。这可被表示为：H_t＝H_int erp，其中，t是控制信道OFDM符号的索引；

(ii)在时间方向上将线性内插/外推与前一控制信道RS OFDM符号信道估计一起使用。

最后，在步骤74，信道解调和解码块32判断来自全部的CCH子帧的数据是否都经过了处理，如果否，则针对下一子帧重复步骤60到74。

以上描述了本发明的多个实施例。然而，应理解可作出各种修改而不会背离本发明的精神和范围。因此，其他实施例将被理解为落入前述权利要求的范围内。

工业应用

本发明可被一般地应用于正交频分调制(OFDM)通信系统，并且尤其是可被应用于对这样的OFDM系统中的控制信道的信道估计。