用于交织频分多址系统的二维码扩频

摘要

一种发送器包括：第一扩频单元，其被配置为将多个数据码元中的每一个与第一扩频因子的第一扩频码序列相乘；压缩与重复单元，其被配置为在时域中压缩第一扩频单元的输出信号，并且将压缩后的信号重复L次(其中，L是大于或等于2的自然数)；相位调制单元，其被配置为将压缩与重复后的信号和与用户相关的相位相乘，并且输出由L个子块组成的数据块；第二扩频单元，其被配置为根据第二扩频因子来复制该数据块，并且将每组所复制的子块与第二扩频因子的第二扩频码序列相乘，以产生二维扩频信号；以及无线发送单元，其被配置为使用单载波发送方案来发送二维扩频信号。

说明书

技术领域

本发明一般地涉及多址环境下的无线通信技术，并且更具体地涉及用于 向交织FDMA应用二维码扩频(code spreading)以便降低其它小区干扰和多 址干扰的技术。

背景技术

经由因特网的视频、语音和数据通信的壮观发展以及移动电话的同样迅 速的增长正刺激着用于在无线通信系统中提供非常高数据速率发送的宽带多 址研究。直接序列码分多址(DS-CDMA)是用于支持高系统容量的、包括可 变的且高数据速率发送服务的有效的无线接入技术之一，并且DS-CDMA已 经在第3代无线通信系统中被采用。参见3GPP规范主页： http://www.3gpp.org/specs/specs.htm。由于其一个小区频率重复使用，因此在 多小区环境下，与时分多址(TDMA)相比，DS-CDMA在带宽效率上是有 优势的。然而，传统的单载波DS-CDMA系统与多接入接口(MAI)相关联， 这限制了对于可用带宽可支持的最大数据速率和系统容量，尤其是在具有隔 离的或较少的共存小区的、未充分利用一个小区频率重复使用的热点环境下。

将正交频分复用(OFDM)和被称为多载波CDMA(MC-CDMA)的CDMA 组合可以通过多径延迟抑制和分集增益改善在多径干扰和频率选择性衰落接 收下的信道容量利用。参见S.Hara和R.Prasad“Overview of Multicarrier  CDMA”，IEEE Comm.Mag.，第126-133页，1997年12月。已经提出 MC-CDMA作为未来的无线通信系统的候选。即使该技术可以支持高数据速 率和多个用户，其仍然遭受到高峰值与平均功率比(PAPR)的问题以及对频 率偏移、RF噪声和信道估计误差的高度敏感。这些限制了MC-CDMA在实 际的无线环境下的适用性。

近来，已经引入交织频分多址(IFDMA)作为用于下行链路和上行链路 移动通信的新的宽带扩展频谱多址方案。参见M.Schnel和I.De Broeck“A  promising new wideband multiple-access scheme for future mobile  communication systems”，European Trans.On Telecom.，Vol.10，No.4，第417 -427页，1999年7月-8月；以及M.Schnel和I.De Broeck，“Interleaved  FDMA：Equalization and coded performance in mobile radio applications”，IEEE  ICC’99，第1939-1944页，1999年6月。IFDMA背后的基本思想是将扩 展频谱多载波发送(通过信号压缩和重复来扩展信号带宽)与频分多址 (FDMA)组合以便避免MAI，并且能够实现频率分集。由于IFDMA是正 交多址方案，因此理论上在IFDMA系统中没有MAI。与MC-CDMA、CDMA 和TDMA相比，IFDMA展示出包括连续发送和恒定包络(低PAPR)的几个 附加优点。

最近，已经提出可变扩频与码片重复因子CDMA(VSCRF-CDMA)作 为用于上行链路宽带无线接入的有前途的候选。参见Y. Goto，T.Kawamura，H. Atarashi以及M.Sawahashi，“Variable spreading and chip repetition factor (VSCRF)-CDMA in reverse link for broadband wireless access”，IEEE  PIMRC’03，2003年9月。其将IFDMA与CDMA组合以利用两种技术。具 体地，VSCRF-CDMA使用两层扩频，即，如CDMA中的码域扩频、以及如 IFDMA中的码片压缩与重复(CCR)扩频。在多小区蜂窝系统中， VSCRF-CDMA将表示通过CCR扩频可以支持的用户数量的码片重复因子 (CRF)设置为1，并且它像DS-CDMA系统那样工作以实现一个小区频率 重复使用。在热点系统中，CRF被设置为大于1，并且总扩频因子(TSF)为 CRF与码域扩频因子(CSF)的相乘。保持用户之间的正交性，并且由此如 IFDMA中那样，在热点系统中通过所引入的CCR扩频来使MAI最小化。此 外，由于部署了相同的空中接口，可以为在蜂窝系统和热点系统之间从一个 行进到另一个的用户实现无缝切换。

在无线通信系统中，对于频谱利用效率和系统容量而言，其它小区干扰 (OCI)和MAI问题是至关重要的。尽管IFDMA能够使用CCR扩频来消除 MAI，但是其不能处理来自相同载波频率上的其它小区的干扰。这是因为不 像码扩频增益或信道编码增益，CCR扩频对于相同载波频率仅仅具有有限的 干扰抑制能力，尽管IFDMA如FDMA中那样实现了不同载波频率上的用户 之间的正交性。因此，在IFDMA系统中不能实现一个小区频率重复使用。

基于IFDMA的VSCRF-CDMA通过在蜂窝系统中使用CDMA扩频以及 在热点系统中使用与CCR扩频耦合的码扩频来缓解该问题。对于蜂窝系统， 通过使用CDMA码扩频增益和用于使干扰随机化的扰码来使其它小区干扰 (OCI)最小化。在隔离的小区或热点环境中，由于低得多的OCI而不执行 CDMA扩频，同时在每个小区中通过基于IFDMA的CCR来减小MAI。由于 CCR扩频比码扩频更能够保持不同用户之间的正交性，因此CCR扩频通常 具有比码扩频更高的优先级来对抗MAI。VSCRF-CDMA中的码扩频是频域 扩频，并且不同扩频码(用于扰码和信道化码二者)之间的正交性经历信道 的频率选择性衰落或延迟扩展。在频率选择无线信道中，CSF必须足够小以 便在通过信道之后保持码正交性。因此，VSCRF-CDMA由于小的CSF而具 有有限的OCI抑制能力。

使用IFDMA和VSCRF-CDMA实现相对于其它多址技术的上述优点的 另一代价是允许码元间干扰(ISI)。为了显著降低ISI影响，在接收器侧必须 采用基于最大似然序列估计(MLSE)的最优均衡器。MLSE均衡器具有更高 的复杂度，并且其随着Q因子一起以指数增大，Q因子是IFDMA中的要发 送的每块(用于执行重复的单位块)的码元数量或者VSCRF-CDMA中的每 块(用于在CDMA扩频之后执行重复的单位块)的码片数量。

通常，IFDMA不能处理OCI，因此对于IFDMA系统而言实现一个小区 频率重复使用是困难的。VSCRF-CDMA通过将IFDMA和CDMA组合来缓 解该问题。然而，当仅使用利用小扩频因子的频域扩频时，其具有有限的OCI 抑制能力。此外，IFDMA和VSCRF-CDMA两者在接收器处要求复杂的MLSE 检测。因此，存在同时且更高效地对抗OCI和MAI、以及对显著降低接收器 复杂度的需要。

发明内容

设想本发明以克服上述问题中的至少一个，并且本发明旨在提供一种能 够降低其它小区干扰(OCI)和多址干扰(MAI)、以及接收器结构上的复杂 度的无线通信技术，其包括：发送机、接收器、发送方法和程序。

为了降低OCI和MAI并且防止接收器结构变得复杂，在IFDMA系统中 引入二维码扩频。

在本发明的一个方面中，提供了一种发送器。该发送器包括：

(a)第一扩频单元，其被配置为将多个数据码元中的每一个与第一扩频 因子的第一扩频码序列相乘；

(b)压缩与重复单元，其被配置为在时域中压缩第一扩频单元的输出信 号，并且将压缩后的信号重复L次(其中，L是大于或等于2的自然数)；

(c)相位调制单元，其被配置为将压缩与重复单元的输出和与用户相关 的相位相乘，并且输出由L个子块组成的数据块；

(d)第二扩频单元，其被配置为根据第二扩频因子来复制该数据块，并 且将每组具有相同内容的所复制的子块与第二扩频因子的第二扩频码序列相 乘，以产生二维扩频信号；以及

(e)无线发送单元，其被配置为使用单载波发送方案来发送二维扩频信 号。

在本发明的另一方面中，提供了一种被配置为从解扩的数据码元恢复所 发送的码元的接收器。该接收器包括：

(a)接收单元，其被配置为接收通过单载波发送方案发送的规定数量 (SF_t)的数据块，每个块由L个子块组成；

(b)第一解扩单元，其被配置为将每组SF_t个子块乘以扩频因子SF_t的 第一扩频码；

(c)相位解调单元，其被配置为将第一解扩单元的输出和与用户相关的 相位相乘以执行相位解调；以及

(d)第二解扩单元，其被配置为将定义相位解调后的信号的每个元素与 扩频因子SF_f的第二扩频码相乘，并且输出数据码元，其中L、SF_t和SF_f是 大于或等于2的自然数。

通过对于IFDMA(在频域和时域中)执行二维码扩频，在无线通信系统 中可以降低其它小区干扰(OCI)和多址干扰(MAI)。

由于2CS-IFDMA可在蜂窝系统和热点系统两者中应用，因此将支持这 两个系统之间的无缝切换。

附图说明

当结合附图阅读时，通过以下详细描述，本发明的其它特征和优点将变 得更明显，在附图中：

图1是根据本发明实施例的2CS-IFDMA收发机的发送器的示意性框图；

图2图示了由图1所示的发送器执行的操作；

图3是图示VSCRF-CDMA发送中的频谱的示例的示意图；

图4是根据本发明实施例的2CS-IFDMA收发机的接收器的示意性框图； 以及

图5图示了由图4所示的接收器执行的操作。

附图标记说明

11VSCRF-CDMA处理单元

12频域扩频单元

13IFDMA处理单元

14压缩与重复单元

15相位调制器

16时域扩频单元

17数据输出单元

18扩频因子控制器

41时域解扩单元

42相位解调器

43快速傅立叶变换(FFT)单元

44频率均衡器

45快速傅立叶逆变换(IFFT)单元

46频域解扩单元

47扩频因子控制器

具体实施方式

下面结合附图描述本发明的优选实施例。

首先，解释本发明的基本思想。用于交织FDMA(2CS-IFDMA)的二维 码扩频在概念上与VSCRF-CDMA类似，即，在IFDMA系统中引入码扩频。 如VSCRF-CDMA系统中那样，将新的维度，即时域，合并到在频域扩频之 上的码扩频中。然而，本发明的2CS-IFDMA的二维扩频不是VSCRF-CDMA 的频域扩频的直接扩展。由于在VSCRF-CDMA或IFDMA系统中，与多载 波DS-CDMA系统不同，采用单载波方案并且时域不易与频域分离，因此现 有的基于多载波DSA-CDMA系统的二维码扩频技术不能照原样被简单地应 用于IFDMA系统。

在优选实施例中，除了频域扩频之外，还执行时域扩频。更准确地，依 据时域扩频码的扩频因子制作数据块的拷贝(copy)或副本(replica)，该数 据块已经经过了频域码扩频、压缩与重复、以及相位调制，并且，将数据块 中每个子块的一组副本乘以时域扩频码序列。结果，与传统的VSCRF-CDMA 相比，对于每个要发送的信息项，将冗余增加至复制(replication)的程度。 由于数据发送的可靠性随着冗余的增加而提高，因此该技术对于更强调信号 发送可靠性的上行链路发送尤其有利。

在可能经历频率选择性衰落的无线信道中，时域扩频通常更能保持码正 交性。与频域变化相比，对于一个或几个IFDMA码元的持续期(duration)， 在时域中变化通常是可忽略的。组合了频域扩频，根据实施例的2CS-IFDMA 可以更高效地对抗衰落信道，这是因为可以根据信道统计情况(诸如，多普 勒扩展(或用户移动性)以及延迟扩展(频率选择性))来调节时域和频域中 的码扩频因子。2CS-IFDMA有比VSCRF-CDMA更好的OCI抑制能力，这 是因为：即使减小频域扩频因子，也可以通过增大时域扩频因子将总扩频因 子维持为大。将码片压缩与重复(CCR)和频域中的同时接入的用户的正交 化组合，2CS-IFDMA具有更强能力和灵活性以便降低MAI或容纳更多用户。 此外，由于采用的频率均衡器，因此，时域中的大扩频因子(SFT)在接收 器处将仅招致最小的复杂度增加。

<实施例1>

图1是单个用户的2CS-OFDMA收发机的发送器的框图。发送器典型地 应用于移动或蜂窝设备；然而，其可以应用于其它设备。发送器包括 VSCRF-CDMA处理单元11、时域扩频单元16、数据输出单元17、以及扩频 因子控制器18。VSCRF-CDMA处理单元11包括频域扩频单元12以及IFDMA 处理单元13，IFDMA处理单元13进一步包括压缩与重复单元14和相位调 制器15。

VSCRF-CDMA处理单元11使用VSCRF-CDMA方案来对数据码元进行 扩频，并且输出在频域中扩频的数据码元。更准确地，已经经历了信道编码 和数据调制的数据码元被输入到频域扩频单元12，该单元将输入数据码元与 扩频码相乘以便执行频域中的码扩频，并且将码扩频后的数据码元提供到 IFDMA处理单元13。在被配置为使用交织FDMA方案产生信号的IFDMA 处理单元13中，压缩与重复单元14沿着时间轴压缩频域码扩频后的数据码 元，并将压缩后的数据码元重复规定次数。相位调制器15将压缩并重复的数 据码元与用于每个用户的相位相乘(以执行相位调制)，以便使得各个用户的 数据项彼此不同。

时域扩频单元16制作具有规定长度的相位调制后的数据块的拷贝或副 本，并将所复制的数据块与时域扩频码序列相乘以执行时域中的码扩频。

数据输出单元17将时域扩频后的数据码元输出到RF处理单元(未示 出)。

扩频因子控制器18根据指令信号来调节频域扩频码序列(或扩频因子) 和时域扩频码序列(或扩频因子)之间的比率，所述信号可以由扩频因子控 制器18确定、或者可以从当前处于通信中的对方通信节点提供。典型地，这 样的指令信号是由基站根据上行链路信道情况确定的。在此实施例中，将总 扩频因子(TSF)表示为频域码扩频因子(CSF或SF_f)、码片压缩与重复因 子(CCR)、以及时域扩频因子(SF_t)的乘积。当频域信道波动与时域中的 小信道波动相比显著时，将SF_f和CCR中的至少一个设置为较小，同时增大 SF_t，以便尽可能地维持码元间的正交性。

图2图示了由图1所示的发送器执行的操作。在图2中由符号A到E表 示的信号对应于在图1中所示的节点A到F处出现的那些信号。

(A)具有长度D的、定义向量d＝(d₁，d₂，...d_D)的信道编码与调制后的数 据码元d₁，d₂，...d_D在频域扩频单元12的输入节点A处出现。可以取决于使用 而适当地选择定义输入向量的数据码元的长度或数量。

(B)在频域扩频单元12中，将D个码元中的每一个乘以具有扩频因子 G_f的扩频码向量c^f(c^f₁，c^f₂，...，c^f_Gf)，该过程是频域中的第一扩频。通过节点B 输出的频域扩频后的码片(即，扩频后的码片)被写为

$b=s\otimes c^f---\left(1\right)$

其中，s＝(s₁，s₂，....，s_Gf，s_Gf+1，...，s_2Gf，...s_Q)并且Q＝D×G_f。公式(1)中的运算符 代表克罗内克尔乘积(Kronecker product)。如从图2中显而易见的，在数 据码元持续期T_d、扩频后的码片持续期T_s、和扩频因子G_f之间保持关系： T_d＝G_f×T_s。在频域扩频之后，按照因子G_f扩展发送带宽。

(c)将扩频后的码片提供到IFDMA处理单元13。IFDMA处理单元13 一次接受Q个扩频后的码片(对应于D个调制后的数据码元)的块，并且块 持续期T_k＝D×T_d＝Q×T_s。在压缩与重复单元14，接受具有Q(Q＝D×G_f) 个码片的单位块，并且该单位块被压缩L+L_Δ次到码片持续期T_c＝T_s/(L+L_Δ)， 其中，L表示有效码元持续期，L_Δ表示被插入以允许同时接入的用户之间的 粗略时间同步并且避免扩频后的码片之间的干扰的保护间隔。L_Δ的大小可以 与L无关地设置。从压缩与重复单元14的节点C输出压缩与重复后的码片。

(D)然后，压缩与重复后的具有尺寸(L+L_Δ)×D的码片通过和尺寸为 (L+L_Δ)×Q的与用户相关的相位向量的逐元素的相乘而被相位调制，所述与用 户相关的相位向量具有分量exp(-j(l-1)φ(u))，(l＝1，...Q， Q+1，...2Q，...(L+L_Δ)×Q)。将用于用户u的与用户相关的相位φ(u)选择为 2πu/(L+L_Δ)Q。下文中将丢弃用户索引u以简化表示。因此，相位调制之后的 (L+L_Δ)Q码片块被表达为：

b＝(b₁，b₂，...，b_(L+LΔ)Q)

＝(a₁，a₂*exp(-jφ)，...a_LQ*exp(-j[(L+L_Δ)Q-1]φ)，(2)

其中，a_l＝s_lmodGf，(l＝1，...，(L+L_Δ)×Q)。由公式(2)表达的信号在相位调制器15 的节点D处出现。应注意，IFDMA中的相位调制是唯一的，并且在概念上不 同于公知的相位调制(诸如，BPSK、QPSK等)。逐元素的相乘(IFDMA中 的相位调制)通过向每个用户分配与所有其他用户的副载波组正交的副载波 组，来确保用户区分，从而避免MAI。

在压缩与重复之后，与频域码扩频后的码片速率相比，通过因子L进一 步扩展了发送带宽。此外，频谱变为梳状，其中，Q个副载波均等地分布在 整个发送带宽内，并且由于重复而在中间有L个零点(参见图3)。尽管在该 实施例中采用单载波方案，但通过码片压缩与重复而沿着频率轴在多个位置 出现多个副载波分量。在压缩与重复之后在节点C处的副载波位置对于所有 用户是共同的；然而，在相位调制之后在节点D处的副载波位置在用户之间 沿着频率轴变化，并且用户的梳状频谱与所有其他用户的梳状频谱正交。总 带宽扩展现在为L×G_f。通常，G_f越大，基于IFDMA的系统可以抑制越多的 OCI，这是因为其是频域扩频因子。另一方面，L越大，基于IFDMA的系统 可以抑制MAI的能力越强，这是因为其是不同用户副载波之间的“距离”(或 者零的数量)的度量。在IFDMA中，G＝1，因此其不能处理来自相同载波频 率上的其它小区的干扰(因此，一个小区频率重复使用不能在IFDMA中实 现)。在VSCRF-CDMA中，适当地选择G_f和L，从而同时降低OCI和MAI。

(E)对相位调制后的码片执行时域码扩频。相位调制后的信号(D)在 单位处理块中包含(L+L_Δ)×Q个码片。换句话说，处理块包括(L+L_Δ)个子 块，每个子块包含Q个码片。时域扩频单元16将(L+L_Δ)×Q个码片放在一起， 并且生成大小为G_t乘(L+L_Δ)×Q的扩频矩阵，其中，G_t为时域扩频因子。与 频域变化相比，在时域中对于一个扩频块的持续期(其是微秒量级)，信道变 化是可忽略的，因此维持了用于时域扩频的码正交性。这意味着时域扩频对 于MAI抑制是有利的。应注意，时域扩频(或二维扩频)在信道化中用来对 抗MAI，以及在小区指定中用来对抗OCI。

时域扩频单元16然后从G_t乘以(L+L_Δ)×Q矩阵中取出每一列(由G_t个 Q码片的子块组成)，并且将G_t个Q码片的子块(具有相同内容)与时域扩 频码c^t＝(c^t₁，c^t₂，...，c^t_Gt)相乘。对于所有的(L+L_Δ)列执行该运算。将时域码扩频 之后的码片(图2中的信号E)提供到数据输出单元17。数据输出单元17 将二维扩频后的码元的数据组提供到后级的RF单元(未示出)。更准确地， 数据输出单元17连续地从图2所示的矩阵信号E中接受并输出G_t个块的串 行流中的每一个。然后，输出信号经历脉冲整形和RF转换，并通过无线信 道被发送。在图2所示的示例中，在矩阵中，沿着列排列时域扩频码序列， 并且沿着行排列(L+L_Δ)个子块。然而，可以适当地确定码片排列的方向。

应注意，可以可选地紧接在相位调制单元15之后添加交织器(图1中未 示出)，以便使信号码片随机化，从而增加系统频域分集。

图4是根据本发明实施例的IFDMA收发机的接收器的框图。典型地在 基站中提供接收器；然而，可以在其它类型的装置中配备接收器。接收器基 本上执行与图1所示的发送器相反的操作，并且另外其在频域中执行均衡以 便进一步提高接收质量。接收器包括时域解扩单元41、相位解调器42、快速 傅立叶变换(FFT)单元43、频域均衡器44、快速傅立叶逆变换(IFFT)单 元45、频域解扩单元46、以及扩频因子控制器47。

时域解扩单元41将所接收的信号与(扩频因子G_t的)时域扩频码相乘， 以便执行时域中的码解扩。该处理与图1所示的时域扩频单元16的操作相关 联。

相位解调器42将时域解扩后的信号和与用户相关的相位相乘，以便执行 相位解调。该过程与图1所示的相位调制器15的操作相关联。

FFT单元43执行快速傅立叶变换，以便将相位解调后的信号转换为频域 信号。频域均衡器44执行频域中的均衡。IFFT单元45对均衡后的信号执行 快速傅立叶逆变换。频域解扩单元46将均衡后的且傅立叶逆变换后的信号与 (扩频因子G_f的)频域扩频码相乘，以便执行频域中的码解扩。

扩频因子控制器47基于所接收的信号的频域和时域扩频因子，调节频域 扩频码的扩频因子G_f和时域扩频码的扩频因子G_t之间的比率。

图5图示了在图4所示的接收器中执行的解扩操作。通过无线信道在接 收器的天线处接收从发送器发送的信号。所接收的信号向量y被表达为：

y＝h*n+n    (3)

其中，h为具有分量h_m的无线信道的信道矩阵(m＝0，...，M；M表示信道冲激 响应中的抽头(tap)的数量)，x是发送信号，符号“*”表示线性卷积，并且n 是加性白高斯噪声(AWGN)。发送信号x对应于作为图2中的信号E所图示 的G_t个块数据，每个块包含(L+L_Δ)个Q码片子块。

所接收的信号(Gt个块的序列)被逐块地堆叠起来，对应于时域扩频矩 阵(即，G_t乘(L+L_Δ)矩阵)，如图5所图示的。对于时域解扩单元41的输入 数据是码片块与信道向量h的卷积输出，具有G_t行以及(L+L_Δ)个Q码片列。 为了解扩，将每行乘以用户的扩频码(时域)的对应码片并逐行相加。假设 G_t个块的发送期间的时域信道变化是可忽略的。在多小区或多用户环境下， 经由时域码扩频和解扩通过因子G_t抑制了OCI和MAI。

尽管在图5中未示出，但是如果在发送器处采用交织器，则可以在时域 解扩单元41之后放置解交织器。

然后，将时域解扩后的码片馈送到相位解调器42，在相位解调器42中， 信号被解调为：

$s_q=\underset{l=1+\mathrm{L\Delta }}{\overset{L+\mathrm{L\Delta }}{\Sigma }}{e}^{j[(l-1)·Q+q]\phi }·b_{(l-1)Q+q},q=1...Q,---\left(4\right)$

其中，b_(l-1)Q+q为公式(2)中示出的b的、与解调之后的发送码片对应的解扩 后的码片的第[(l-1)Q+q]个元素。与IFDMA接收器类似，将解调后的信号s_q(q＝1，...Q)重写为：

$s=s\oplus h+n,---\left(5\right)$

其中，n是作为结果的Q维AWGN向量，h是Q维信道冲激响应向量，其条 目通过下式给出：

其中，M是信道冲激响应向量的抽头的数量。向量s和h被(循环)卷积。

在相位解调之后，Q个解调后的码片被传递到具有FFT大小Q的FFT单 元43。将傅立叶变换矩阵表示为F，FFT后的Q码片向量被表达为：

$\hat{S}=\mathrm{diag}\left(H\right)\text{·S+N,---}\left(7\right)$

其中，diag(x)是具有与向量x的对角元素相同的对角元素的对角矩阵，S＝F·s， H＝F·h以及N＝F·n。

然后，FFT输出被传递到频域均衡器44。向量的每个元素受到AWGN 影响。因此，可以使用简单的一抽头均衡来提供S的估计(estimate)。例如， 一抽头迫零均衡器通过将与H的第q个元素的逆(inverse)(Hq)^-1相乘来 估计S的每个元素，即，Sq(q＝1，...Q)。最小均方误差一抽头均衡器通过将与(|Hq|²+σ²)^-1相乘来估计Sq，其中σ²是噪声功率。应注意，诸如传统的MLSE 均衡器之类的时域均衡器要求复杂的算术运算(用于处理多个抽头)，而频域 均衡器通过简单的一抽头运算实现均衡。

将S的估计误差表示为ε，使得可以将频域均衡之后的Q码片向量写为 F·s+ε。在IFFT操作之后，作为结果的Q码片向量为：

F^-1·(F·s)+F^-1·ε＝s+F^-1·ε，(8)

，即具有估计误差F^-1·ε的对于s的良好近似。

均衡后的信号被馈送到频域解扩单元46，其中，将该输入的每个G_f码片 子块与频域扩频码c^f相乘并相加以便产生所发送的码元的检测。在频域解扩 之后，通过因子G_f进一步抑制MAI和OCI。最后，将所检测的码元传递到 与信道编码对应的解码器，并且通过进一步操作来恢复所发送的信号。

在上述实施例中使用的FFT单元43、频域均衡器44以及IFFT 45对于 2CS-IFDMA而言是可选的；然而，在执行单载波数据发送时，频域均衡是有 利的。通常，只要克服了峰值与平均功率比的问题，多载波发送就优于单载 波发送。然而，即使利用单载波发送方案，通过执行频域均衡也可以提高接 收质量，并且可以实现与多载波发送方案中的信号质量一样高的信号质量。 与时域均衡器相比，频域均衡器的更低复杂度也是优点。

尽管在图5中未示出，但是在时域中解压缩相位解调后的信号，以便输 出D个解压缩的信号，并且将D个解压缩的信号中的每一个乘以频域扩频码 以便恢复D个所发送的码元。