宽负载范围高精度低功耗电流检测电路

摘要

本发明公布了一种宽负载范围高精度低功耗电流检测电路，包括由M2~M5组成的cascode电流镜，由MN1、L、C共同组成的功率级输出电路，由MP1、MP2组成的检测电路和由MS1、MS2组成的开关电路，还包括5个MOS管M6~M10。本发明在适当增加电路复杂程度并保证低功耗的基础上，消除了偏置电流带来的非线性误差，使得改进后的电流检测电路能在低功耗的前提下，提升检测精度，进而达到改善整个DC-DC系统性能的目的。

说明书

技术领域

本发明涉及一种应用于降压型DC-DC的宽负载范围高精度低功耗电流检测电路，属于功率级模拟集成电路技术领域。

背景技术

电源管理芯片是现代电子产品中必不可少的部分，并且随着人们对电子产品待机时间要求的提高而显得尤为突出，因此高效率高性能的电源管理芯片设计充满挑战，而针对于电源管理设计技术的改进意义重大。

电源管理芯片中以DC-DC使用最普遍，现有的降压型DC-DC大都采用电压、电流双环控制的峰值电流模式，因此作为电流环核心的电流检测电路显得尤为重要，其检测精度对系统稳定性影响很大，同时为提高DC-DC整体性能而引入的许多数字控制电路，都依靠电流检测电路的检测值作为系统动态调节的判定依据，高精度的电流检测电路是成为影响DC-DC性能的关键因素之一。为保证DC-DC的高效率，DC-DC中的所有模块必须保证低功耗，电流检测电路也不例外，所以低功耗、高精度是所有不同结构电流检测电路的共同目标。一种低功耗高精度的电流检测电路将是未来数控动态调节DC-DC的设计基础。

对于传统的降压型DC-DC电流检测电路，见图1和图2，图1中的结构使用了运放，由于运放有限的增益和带宽，电流采样精度将受运放性能的制约，同时增加运放也带来了失调和反馈稳定性问题，增加了设计的复杂度，另外增加运放也增加了额外的功耗。图2针对图1的缺点用一对PMOS管M4、M5代替运放，M4和M5组成一对差分共栅放大管，通过MR反馈到输入端，使得两管输入端电压相等，即实现了图1中运放的功能，又避免采用运放带来的各类问题。这两种检测电路结构不同但原理一样，都是通过运用特定的控制结构，强制功率管MP1和检测管MP2的V_DS相等，同时由于两个管V_GS相等，所以可以实现检测管Mp2对功率管MP1的线性检测。检测得到的电流I_p反应电感电流I_L的大小，他们的比例关系由检测管Mp2和功率管MP1宽长比W/L之比S决定。

由电路原理可知，检测得到的电流电流I_p中包含了静态偏置电流电流I₁与感应电流I_sen，因此I_p减去I₁最终流过感应电阻R上的为I_sen，感应电流I_sen在感应电阻R上产生感应电压V_sen，此电压经过斜坡补偿与运放输出电压通过PWM比较器比较产生占空比完成电流环控制。由于I_p和电感电流I_L成比例，是线性关系。但是得到的感应电流I_sen却偏离与电感电流的线性关系，即：

I_sen＝I_L/S-I₁                    (1)

感应电流I_sen并不能精确地线性反应电感电流I_L的变化，尤其是在轻载条件下I₁的影响越来越大。传统的电路及其理论分析中，将比例系数S设置的相对较小，得到的检测电流I_p远远大于偏置电流I₁，偏置电流I₁带来的非线性误差可以因此忽略不计，I_sen近似线性与电感电流I_p成比例，但带来功耗问题。传统降压型DC-DC电流检测电路检测精度应为：

$\eta =\frac{(I_L/S-I_1)\times S}{I_L}\times 100\%---\left(2\right)$

当I₁远小于I_p时，传统电流检测电路检测精度较高能达到90％以上，但是这是基于比例系数S较小、检测电流I_p远远大于偏置电流I₁的基础上，如此整个电流检测电路功耗将会剧增，不符合低功耗设计要求。为降低功耗，比例系数S必须提高，使I_p降低则轻载下更加接近I₁，此时静态偏置电流的影响就不能忽略，导致感应电流I_sen不能很好地体现出与电感电流I_L的线性关系，检测精度受到影响，造成轻载下精度的明显退化，检测下限范围由此受到抑制。

实用的DC-DC负载范围通常较宽，为保证大负载时电流检测下的低功耗，则电流检测因子S必须提高；小负载时，检测到的电流I_p因接近偏置电流I₁，造成精度下降；更严重的是，当负载更小使I_p小于偏置电流I₁时，电流检测电路将无法正常工作，依靠电压、电流双环控制的峰值电流模式就会失效，导致整个系统失去调节功能。

综上所述，传统的电流检测电路为了能保证宽负载范围内工作，无法满足低功耗要求，即电路检测精度受到功耗的制约；为保证精度，同时保证大负载范围内检测电路正常工作，传统电流检测电路的采样系数S固定且不能取太大，难以突破固有约束。本发明在此方面的改进对有效缓解这种固有矛盾提供了一条有效技术路径。

传统电流检测电路式(1)、式(2)中由于感应电流最终需减去偏置电流I₁而引入了非线性误差，以致最终检测精度受到影响，在低功耗要求下这种非线性误差会变的更加明显；另外传统电流检测电路在低功耗的前提下无法保证宽负载范围内正常工作。

发明内容

本发明目的是针对传统电流检测电路以上的两个缺点，在传统电流检测电路基础上，设法消除由于偏置电流带来的非线性误差，从而达到在低功耗条件下进一步提高检测精度的目的，见图3；另外，再在改进后的电路基础上增加动态检测管分段技术，见图5，在DC-DC负载变小时，动态调节检测管大小，使得检测比例S变小，始终保证检测电流I_p大于偏置电流I₁，从而保证电流检测电路能在更低的负载下工作，提高了电流检测的范围，实现宽负载范围内高精度的检测。当检测参数S改变时，为保持斜坡补偿斜率不变，感应电阻应作相应的调节。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

本发明宽负载范围高精度低功耗电流检测电路，包括由M2～M5组成的cascode电流镜，由MN1、L、C共同组成的功率级输出电路，由MP1、MP2组成的检测电路和由MS1、MS2组成的开关电路，其特征在于还包括5个MOS管M6～M10，其中MOS管M6的栅极分别与MOS管M1～M3的栅极连接，MOS管M7、M8的漏极连接接外部电源，MOS管M7、M8的的栅极相互连接，MOS管M7的源极接MOS管M9的漏极，MOS管M8的的源极接MOS管M10的漏极，MOS管M9的栅极分别接MOS管M10的栅极、MOS管M9的源极和MOS管M6的漏极，MOS管M6的源极接地。

本发明在传统降压型DC-DC电流检测电路基础上作了两点重要改进，在适当增加电路复杂程度并保证低功耗的基础上，消除了偏置电流带来的非线性误差，使得改进后的电流检测电路能在低功耗的前提下，提升检测精度，进而达到改善整个DC-DC系统性能的目的。同时如果能在高精度电流检测基础上再配合数字的控制，一些根据电流检测结果做出的判定将更加精确，会给今后DC-DC的多模式控制带来更多的发展空间。

表1.传统电流检测和本发明电路精度比较

上表给出了传统经典结构和本发明消除非线性误差后的改进结构的检测精度对比，其中感应系数固定为S＝50K。当检测电流I_P较大时，传统电流检测精度较高，但当I_P接近偏置电流时，检测精度明显下降；要在低负载时仍能保持高精度，就必须减小采样比例因子S，增大采样电流，造成电路功耗增加。改进型电路由于抵消了非线性误差的影响，能在低负载条件采用固定的S因子检测并继续维持较高的精度，此外大负载的精度也有一定的提升。

表2数据给出了改进型电流检测电路在进一步采用动态检测管分段控制技术后的效果，在保证较高检测精度的条件下最低检测范围得到了明显的扩展，相同负载电流下的检测精度也有显著提高。

表2、分段控对检测精度和负载下限范围的影响

  电感电流I_L(mA)  5  10  25  50  感应电流I_sen(uA)  1.054  1.938  4.83  9.941  精度％  94.6  96.9  96.6  99.4

附图说明

图1为传统带运放降压型DC-DC电流检测电路原理电路图。

图2为传统降压型DC-DC电流检测电路原理电路图。

图3为本发明改进后的电流检测电路原理电路图。

图4为本发明改进后的电流检测电路仿真效果图。

图5为本发明设计的宽负载范围高精度低功耗电流检测电路。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案实现方法进行说明：

传统电流检测电路由于感应电流最终需减去偏置电流I₁而引入了非线性误差，降低了检测精度，图3中发明的电流检测电路可以消除非线性误差。图3中的电路在传统电流检测电路图2的基础上增加了5个MOS管(M6-M10)。M6与M1-M3共同组成一排电流镜，镜像M1、M2、M3中的电流。当M6的宽长比和M1-M3都相等时，流经4个MOS管的电流相等，在本电路中，流过M6的电流就等于偏置电流I₁。M9、M10宽长比相等，是一对电流镜，流经两个MOS管的电流也相等。M7、M8宽长比相等，既是一对开关也是一对电流镜，两管栅电压受占空比信号Vq控制。当占空比信号Vq为0时，功率管Mp1导通，电流检测电路开始工作，检测管MP2开始检测功率管Mp1上的电流，那么此时M7、M8也导通工作，作为一对电流镜。当占空比信号Vq为1时，功率管Mp1关断，电流检测电路停止工作，此时M7、M8也关断停止工作。

当电流检测电路工作时，M7、M8导通，改进结构中增加的5个MOS管开始发挥作用。由于M6镜像了偏置电流I₁，此时M7-M10构成了一个cascode电流镜，则M8、M10也流过同样的偏置电流I₁，这路电流注入到感应电阻R中，正好弥补了感应电流I_sen由于分流而减去的偏置电流I₁。由此可得最终感应电流I_sen由下式所示：

I_sen＝I_L/S-I₁+I₁＝I_L/S        (3)

由(3)式可知，传统电流检测中的非线性误差被消除了，感应电流I_sen线性检测电感电流的变化。由于偏置电流不再对检测精度产生影响，检测精度的提高使得检测比例可以增加，减小了检测电流，整个电流检测电路的功耗可以大幅降低。当占空比信号Vq为1时，电流检测电路停止工作，电路中增加的5个MOS管也停止工作，这时的电路和传统电流检测电路一样，感应电阻R上不再有电流流过，感应电压V_sen为0。

在改进后的电流检测电路基础上，可进一步加入动态检测管分段技术。图5中的电路在图3电路的基础上增加了MOS管M11和Mp3，M11和Mp3的栅电压受控制信号Vc控制。重载时信号Vc为高，Mp3、M11关断而不起作用；轻载时信号Vc为低，Mp3开启，Mp3和Mp2并联组成新的检测管，使检测管W/L增大，检测比例S减小，检测电流I_p增大，避免了I_p小于I₁状态的发生。这时，M11开启，与M11串联的电阻开始起作用，感应电阻R并联了加入的电阻，总的电阻值会下降，此时感应电流I_sen增加，感应电阻减小，保持感应电压V_sen不变，不会对电流环路的斜坡补偿产生不良影响。加入动态检测管分段技术后，本发明的检测管可动态地跟随负载变化，保证检测比例在重载时大，满足低功耗要求；在轻载时小，保证宽负载检测范围。

理论上，采用本发明技术设计电流检测电路并用于DC-DC，具备在很低负载下甚至接近空载下都能维持电压、电流双环控制下PWM(脉冲宽度调制)峰值电流模式的有效性，因此不必在轻载时切换到其它模式，如果再结合其它轻载下效率改善的技术，将会对DC-DC的性能的改善带来很大的成效。

改进后的电流检测电路采用CSMC0.35μm标准CMOS工艺设计，将此电流检测电路应用于降压型DC-DC中，DC-DC最大负载电流600mA，输入电压3.3V，输出电压1.8V。

经过DC-DC系统设计，功率管Mp1的宽长比定为46.5K，为了实现低功耗设计，电流采样比例S定为50K，在最大负载电流600mA时，检测电流I_p为12μA。由电路原理可知，当检测电流I_p小于偏置电流I₁时，采样电路无法正常工作。为实现25mA-600mA宽负载范围的精确检测，那么偏置电流I₁应小于等于0.5μA，为了保证一定裕量，偏置电流I₁最终定为0.25μA。

根据功率管Mp1的宽长比和比例系数S可得出检测管Mp2的宽长比，由于偏置电流已知，通常过驱动电压取0.1-0.2V，那么用经典的MOS管电压电流公式可以得到M1-M10的宽长比。Ms1、Ms2为开关管，但是Ms2要在功率管Mp1关断时开启与检测管Mp2镜像匹配，所以宽长比和检测管Mp2相等；Ms1只是单纯的数字开关，沟长可以取工艺的最小长度，宽长比可以适当取大，没有严格限制。感应电阻R经过电流环斜坡补偿要求设定为125KΩ。最终，在CSMC0.35μm工艺下，设计的检测电路参数如表3所示。

表3、检测电路参数表

通过电路仿真，改进电路图3能够达到预期控制目标，应用在DC-DC中能满足系统的要求，并且能表现出比传统电路更好的性能(见表1)。改进电路在大负载时电流不超过15μA，3.3V下，功耗小于50μW，基本满足低功耗高精度的要求。

图5中的宽负载范围高精度低功耗电流检测电路在图3的基础上增加了几个元件。当轻载减小到50mA以下时，需减小采样比S因子，此时取新的采样比S₂＝5K，则Mp3的宽长比应是Mp2的9倍。当Mp3导通时，新组合的采样管是原来的10倍，与此同时感应电阻应是原来的1/10，当M11导通时，并入9个与原先感应电阻R相等的电阻，新组合的电阻为原来的1/10，保证整个系统补偿条件不变，维持系统稳定。当然原先电阻R也可是由电阻串联组合成，采样比减小后，使电阻短接达同样可达到减小电阻的目的。

由于需要对感应电压V_sen进行检测，所以分段检测控制可应用于对感应电压有判定功能的DC-DC中，因为DC-DC系统本来就需要对感应电压进行检测判定，检测电路就可以利用判定结果生成对M11和Mp3的控制信号Vc，如此在不增加额外功耗的情况下，以上电流检测电路的负载检测范围将得到显著的扩展。

即使DC-DC系统没有对感应电压V_sen的判定，使用以上分段检测电路，仅需增加额外的比较器，但是在宽负载范围的特定要求下，该电路仍具有重要意义。