开关模式变换器和启动开关模式变换器的方法

摘要

为了更稳定的启动过程，开关模式电力变换器具有包括输出电感器L1的至少一个电感组件和同步整流元件(T5，T6)，所述电力变换器包括控制装置，并且其特征在于，控制装置被设置成在电力变换器启动时，确定包括控制脉冲的正常脉冲宽度的控制信号的工作周期，并且将初始控制信号提供给至少一个开关元件，所述开关元件被设计成平衡变换器的至少一个电感组件中的电流。初始控制信号优选地具有正常脉冲宽度的50％的持续时间。

说明书

技术领域

本发明涉及具有直接能量传递拓扑的开关模式变换器以及启动这种开关模式变换器的方法。

背景技术

要提高开关模式变换器的效率，次级侧整流元件已经逐渐从二极管改成mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)(同步整流)。这提高变换器的效率，并且改善动态性能。用作整流元件(传统上会使用二极管)的mosfet称作同步mosfet。所述mosfet在原本二极管应该导通时导通。Mosfet用作整流元件显著降低高电流应用中的损耗。

在启动期间，一个缺点是mosfet在两个方向发送电流的能力。如果变换器的输出在变换器启动时已经被偏置(电压存在于输出上)，则这是一个问题。如果在启动期间没有考虑这种情况，则输出将被拉到由内部参考所规定的电平，这可能损坏附连的装置。要避免这种情况，参考必须设置到与输出对应的值，或者变换器的启动必须延迟，直到参考已经达到正确值。对这个问题的典型解决方案涉及通过斜升栅极电压来渐进地启动同步整流器，以便实现预期性能。例如在国际专利公布No.WO2007/061369中提出这种解决方案。

例如，在国际专利公布No.WO2006/076642中针对上述缺点。这个文档提出如何针对低于变换器的输出端上的标称输出的现有电压来启动的解决方案。电源的工作周期通过测量输入和输出电压并且使导通延迟到参考电压与输出电压匹配时来确定。

US2005/0212500 A1也针对这个问题。

发明内容

鉴于以上所述，本发明的一个目的是提供用于变换器的改进的启动过程以及能够执行这种改进的启动过程的变换器。

根据本发明，这个目的通过如权利要求1所定义的开关模式电力变换器以及具有权利要求4的特征的启动开关模式电力变换器的方法来实现。

本发明的基本概念是以正确的预先计算的工作周期以及平衡电感组件中的电流的初始脉冲串来启动变换器。因此，本发明的实施例涉及变换器的起动方法，它平衡电感组件(去除电感组件中的偏移)。原理是简单的。在计算工作周期之后，内部参考和误差放大器的输出被设置成对应于所计算工作周期的值，变换器启动，并且将第一脉冲减小到优选为原始宽度的基本上50％。

通过应用这种技术，用作整流元件的同步mosfet可直接导通，而无需栅极电压的任何渐进斜升。如果输入和输出电压读数是准确的，则不会发生瞬变，也不存在内部电感组件与输出电容器之间的任何振荡。通过本发明解决方案，微处理器实现完全消除对于延迟同步mosfet的导通、对参考快速充电等等的模拟网络的需要。变换器还可配置成针对比所配置输出电压更高的电压来启动。在这个条件期间，电压将以预定义的转换速度向下调节到所配置输出。这简化了实现，并且减小所需的板面积和成本。

这与在模拟域中设计的对此问题的许多已知解决方案形成对照。设计模拟域中的解决方案通常可提供足够的性能，但是常常要求比较复杂的启动网络以实现这一点(网络越复杂，则启动越好)。它们也没有考虑电感组件的初始磁化。数字控制器的引入显著地简化这个方面。

附图说明

图1示出其中可应用本发明方法的电力变换器。

图2a-2d示出施加到图1所示的变换器的现有技术控制信号的效果。

图3a-3d示出施加到图1的变换器的根据本发明的一个实施例的控制信号的效果。

图4a和图4b示出当施加根据本发明的一个实施例的控制信号时，磁化电流对电力变换器的变压器的影响。

图5a和图5b示出当施加根据现有技术的控制信号时，磁化电流对电力变换器的变压器的影响。

图6a和图6b示出本发明的启动过程对输出电压的影响。

具体实施方式

图1示出硬切换全桥变换器。变换器包括变压器M1，变压器M1具有包括初级绕组的初级侧和包括次级绕组的次级侧。在初级绕组上，采取mosfet T1、T2的形式的第一和第二开关元件通过第二开关元件T2的漏极和第一开关元件T1的源极互连。互连的源极和漏极连接到初级绕组的一端。第三和第四开关元件T3、T4通过第四开关元件T4的漏极和第三开关元件的源极互连，并且互连的源极和漏极连接到初级绕组的另一端。第一开关元件T1与第三开关元件T3的漏极互连，并且第二开关元件T2与第四开关元件T4的源极互连。在互连的源极与互连的漏极之间施加输入电压。控制信号DPWMA0控制T1和T4，并且控制信号DPWMA1控制T2和T3。所述的桥连接在变压器M1上产生平衡的脉冲宽度调制的推挽信号。

在次级侧，第五mosfet T5的漏极连接到次级绕组的一端。第五mosfet T5的源极连接到负输出电压-OUT。电压源连接在地与第五mosfet的栅极之间，向T5的栅极提供控制信号DPWMB1。

第六mosfet T6的漏极连接到次级绕组的另一端。第六mosfet T6的源极连接到负输出电压-OUT。电压源连接在地与第六mosfet的栅极之间，向T6的栅极提供控制信号DPWMB0。

所述的桥在负输出电压-OUT与次级绕组的中心抽头之间产生脉冲宽度调制的信号。这个信号由第一电感器L1和第一电容器Cout平均成DC，它在正输出端子+OUT与负输出端子-OUT之间生成输出电压。

根据本发明，微处理器用于控制这些控制电压DPWMA0、DPWMA1、DPWMB0和DPWMB1。

虽然图1所示的示例变换器是硬切换全桥变换器，但是应当理解，本发明原理可适用于具有直接能量传递拓扑的任何类型的变换器，包括但不限于正向、桥式、降压和推挽变换器。

根据本发明的一个实施例，第一和第三控制信号DPWMA0、DPWMB0的上升沿被修改以去除电感组件中的偏移。这在图2a-2d和图3a-3d中示出。根据本发明的一个实施例，图2a示出正常操作期间的第一控制信号PWDMA0，而图3a示出启动期间的第一控制信号PWDMA0。可以看到，除了启动时的第一脉冲之外，控制信号是相同的。在图2a中，第一脉冲具有与后续脉冲相同的脉冲宽度和定时，而在图3a中，施加减小的“半脉冲”，其上升沿在正常操作脉冲的中间。减小的第一脉冲无需正好是它替代的正常操作脉冲的第二半。它可设置在这个脉冲的时间之内的时间的任何位置，只要它覆盖正常脉冲的50％。

图2b和图3b分别示出根据现有技术和根据本发明的第二控制信号DPWMA1。可以看到，根据本实施例，这个信号未经修改，也就是说，信号在图2b和图3b中是相同的。

图2c和图3c示出用于控制第六mosfet T6的第三控制信号DPWMB0。可以看到，信号经过修改，使得在图3c中，第二整流元件T6仅在第一开关元件T1和第四开关元件T4的导通时间期间，即当第一控制信号DPWMA0为高电平时才导通。

图2d和图3d分别示出根据现有技术和根据本发明、用于控制第五mosfet的第四控制信号DPWMB1。可以看到，根据本实施例，这个信号未经修改。

可分别在图4a和图4b中看到，当应用本发明的启动脉冲串时，对变压器M1中的磁化电流和电感器L1中的纹波电流的影响，其中第一脉冲仅具有脉冲宽度的一半。所希望的电流波形是这样的信号：平均值为0，但幅度为Irippel，具有的最小幅度和最大幅度分别为Irippel/2和-Irippel/2。如果未经补偿，则第一脉冲将生成正或负幅度Irippel。这将对应于Irippel/2的偏移。

可分别在图5a和图5b中看到，当在启动时应用正常脉冲串时，对变压器M1中的磁化电流和电感器L1中的纹波电流的影响。可以看到，在正常启动期间，电感器和变压器都获得等于纹波幅度的一半的初始偏移，并且仅在一段时间之后才得到稳定的所希望的值。

图6a示出当在启动时施加根据本发明的脉冲串时对启动时的输出电压的影响，而图6b示出没有半脉冲减小的情况下正常启动时的输出电压。在图6b所示的情况下，发生250mV过冲。在图6a中可看到，根据本发明的一个实施例的半脉冲减小产生没有振荡或过冲的输出电压。

因此，根据本发明的一个实施例的方法包括下列步骤：

首先，微处理器计算变换器的工作周期。

然后，通过施加控制脉冲串DPWMA0和DPWMA1来启动变换器。与脉冲串的正常脉冲相比，第一脉冲串DPWMA0的第一脉冲具有减小的宽度。所有后续脉冲具有正常宽度。减小的宽度优选为正常脉冲宽度的50％或者基本上50％，并且优选地通过延迟脉冲的上升沿来实现。