电流互感器校验装置及采用该装置校验电流互感器的方法

摘要

本发明公开了一种电流互感器校验装置及采用该装置校验电流互感器的方法，用于解决现有的电流互感器校验方法由于设备庞大而耗时费力的技术问题。技术方案是采用便携式小体积的变频正弦波电流输出试验电源，并根据现场电流互感器及其回路的寄生参数，实现了被测电流互感器准确度的校验，从而避免了现有的测试方法中采用大功率调压器、升流器及其回路补偿用的大容量电感和电容不足，达到了省时省力的目的。

说明书

技术领域

本发明涉及一种互感器校验装置，特别是一种电流互感器校验装置。还涉及采用这种电流互感器校验装置校验电流互感器的方法。

背景技术

广泛应用于750kV以上的电磁式电流互感器(Current Transformer，CT)其准确度要求0.2级。但是输电线路的强电磁干扰、CT的安装位置和安装方法都会对其自身的准确度产生影响。这使得超特电网的电流互感器准确度校验只能在现场进行。

参照图2，文献“中华人民共和国国家计量检定规程国标JJG 313--94”公开了一种电流互感器校验电路，该电路由调压器T1、升流器T2构成校验电源，对待测试互感器UCT进行准确度校验，其中电阻RL为设定负载，电流检测传感器SCT1和电流检测传感器SCT2为高等级的标准电流互感器。调压器T1是将电网的高压降低，并根据电流互感器额定电流的不同，输出不同的电压；升流器T2的作用是将调压器T1输出的小电流变换成待测试互感器UCT所需要的额定电流。电流检测传感器SCT1和电流检测传感器SCT2是负责检测待测试互感器UCT两边的电流。

其工作原理为：首先通过调压器T1将电网电压引进并从0V开始起调，再通过升流器T2的升流作用，将调压器T1输出的小电流升至检测待测试互感器UCT所需的额定电流，最后通过电流检测传感器SCT1检测到的待测试互感器UCT原边的电流有效值i_p(t)，通过电流检测传感器SCT2检测到电流有效值i_s(t)。电流检测传感器SCT1是标准电流互感器。

如果采用正弦波输出电流源作为试验电源，所有检测到的信号都是瞬时值，时间t的函数，且以||表示其幅值，以∠表示角度。

则文献公开的待测试互感器UCT准确度测试方法为：

比值误差相角误差δ＝∠i_p(t)-∠i_S(t)，K_c为UCT的理论匝比。

这种测试方法存在着几个问题。1)对于超特高压电网，其额定电流在4kA以上，升流器要能够输出4kA的电流容量；2)该测试回路较长，可达300米，此时回路寄生参数较大，其阻抗造成的压降约在几百伏电压，从而造成调压器T1和升流器T2的容量在几百kVA以上；3)必须采用大量的电容和电感对测试回路进行阻抗匹配，否则电流难以升到额定值。

因此，对超特高压电网的计量用电流互感器准确度的测试，需要组建大容量的测试设备，其工作量相当大。国家的超特高压电网中，其计量用电流互感器的数量也较多，而且，按照国标的要求，电流互感器必须每隔3～5年检修一次。可见，文献公开的方法对计量用电流互感器准确度进行现场校验，是一个非常费工费时的工作。

发明内容

为了克服现有的电流互感器校验方法由于设备庞大而耗时费力的不足，本发明提供一种电流互感器校验装置。采用便携式小体积的变频正弦波电流输出试验电源，并根据现场电流互感器及其回路的寄生参数，实现被测电流互感器准确度的校验，从而可以避免现有的测试方法中采用大功率调压器、升流器及其回路补偿用的大容量电感和电容不足，可以达到省时省力的目的。

本发明还提供采用这种电流互感器校验装置校验电流互感器的方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案：一种电流互感器校验装置，包括电流检测传感器SCT1、电流检测传感器SCT2，其特点是还包括正弦波变频试验电源、单刀开关S、电压检测传感器SVT以及电压电流检测平台；单刀开关S与负载电阻RL串联，正弦波变频试验电源为被测试电流互感器UCT提供激励电源，电压检测传感器SVT负责检测待测试互感器UCT的原边电压，电流检测传感器SCT1和电流检测传感器SCT2分别检测待测试互感器UCT原边和副边的电流；单刀开关S断开时，通过正弦波变频试验电源在两种频率下输出激励电流，根据电流检测传感器SCT1和电压检测传感器SVT传感器的测试结果，分别获得待测试互感器UCT的励磁电流、励磁电压、漏感和回路电阻等寄生参数；单刀开关S闭合时，根据电流检测传感器SCT1、电流检测传感器SCT2和电压检测传感器SVT传感器的检测结果，并通过在S单刀开关断开时的测试数值，对电流检测传感器SCT1和电流检测传感器SCT2的测试数值进行修正，再通过修正的测量数值进行计算，获得待测试互感器UCT的比值误差和相角误差。

一种采用上述电流互感器校验装置校验电流互感器的方法，其特点是包括以下步骤：

步骤1、单刀开关S断开，在不同频率f₁和f₂正弦波电流源激励条件下，进行两次测量，其测量电压和测量电流用下式表示。

$\left(\begin{array}{c}(2\pi ·f_1·l_1+r_r)i_{p1}+u_{m1}=u_{o1}\\ (2\pi ·f_2·l_1+r_r)i_{p2}+u_{m2}=u_{o2}\end{array}\right)---\left(1\right)$

式中，l₁是线路的等效电感，且该电感是线性的，r_r是线路的等效电阻，f₁和f₂是指不同频率，i_p1和i_p2分别是频率f₁和f₂条件下通过电流检测传感器SCT1检测到的电流值，u_o1和u_o2分别是频率f₁和f₂条件下通过电压检测传感器SVT1检测的电压值，u_m1和u_m2分别是频率f₁和f₂条件下待测试互感器UCT的等效励磁电压值；

式(1)中只有变量l₁和u_m1、u_m2；其中u_m1、u_m2与励磁电流的关系为：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{m1}=L_m\frac{{\mathrm{di}}_{p1}}{{\mathrm{dt}}_1}\\ u_{m2}=L_m\frac{{\mathrm{di}}_{p2}}{{\mathrm{dt}}_2}\end{array}\right)---\left(2\right)$

式中，L_m是待测试互感器UCT的等效励磁电感，表示为线性电感和非线性电感的叠加，即：L_m＝L_linear+L_non，当L_m近似为线性时，且当励磁电流为正弦波时，则式(1)中(2π·f₁·l₁+r_r)·i_p1也为正弦特性。当考虑励磁电感中线性部分L_linear时，则u_o1为正弦波形，um1和u_m2之间的关系表示为：

$u_{m1}=\frac{f_1}{f_2}·u_{m2}---\left(3\right)$

式(3)与式(1)联立，解出漏感l₁、u_m1和u_m2，从而计算出励磁电感L_m；

当考虑励磁电感中非线性部分L_non时，则u_o1也为非正弦波形；通过对u_o1进行傅里叶分解，得到非线性部分，该非线性部分与L_non时之间的数学关系在相同的频率下仍满足式(2)，也就满足式(3)，求出L_non分量；通过L_non和L_linear叠加，获得L_m；

至此，通过步骤1检测，得到待测试互感器UCT的寄生参数l₁、L_m、r_r；

步骤2、单刀开关S合上，以输出正弦波电流i_p为激励，则正弦波变频试验电源输出电压为u_o，输出频率为f；设待测试互感器UCT原副边理论匝比为K，则有：

u_m＝u_o-i_p(2π·f·l₁+r_r)  (4)

$i_p=\int \frac{u_m}{L_m}·\mathrm{dt}+K·i_s---\left(5\right)$

从式(5)中解出K值，即是待测试互感器UCT的实际比值；比值误差为：

$\lambda =\frac{K_c-\left|K\right|}{\left|K\right|}·100\%---\left(6\right)$

显然，这里的K是复数，相角误差为δ＝∠K。

本发明的有益效果是：由于采用便携式小体积的变频正弦波电流输出试验电源，并根据现场电流互感器及其回路的寄生参数，实现了被测电流互感器准确度的校验，从而避免了现有的测试方法中采用大功率调压器、升流器及其回路补偿用的大容量电感和电容不足，达到了省时省力的目的。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作详细说明。

附图说明

图1是本发明电流互感器校验装置电路图。

图2是背景技术电流互感器校验装置电路图。

具体实施方式

参照图1。本发明电流互感器校验装置包括正弦波变频试验电源、单刀开关S、电压检测传感器SVT、电流检测传感器SCT1、电流检测传感器SCT2以及电压电流检测平台。其中，正弦波变频试验电源为被测试电流互感器UCT提供激励电源，电压检测传感器SVT负责检测待测试互感器UCT的原边电压，电流检测传感器SCT1和电流检测传感器SCT2分别检测待测试互感器UCT原边和副边的电流。本发明所采用的试验电源是正弦波变频试验电源，并在待测试互感器UCT的副边加装一个单刀开关。

在上述条件下，本发明提出了基于正弦波变频试验电源作为试验电源的电流互感器准确度校验方法，即采用两步法测量电流互感器准确度。第1步，当单刀开关S断开时，测试待测试互感器UCT的寄生参数：通过正弦波变频试验电源在两种频率下输出激励电流，并根据电流检测传感器SCT1和电压检测传感器SVT传感器的测试结果，分别获得待测试互感器UCT的励磁电流、励磁电压、漏感和回路电阻等寄生参数。第2步，当单刀开关S闭合时，测试电流互感器的比值误差和相角误差：根据电流检测传感器SCT1、电流检测传感器SCT2和电压检测传感器SVT传感器的检测结果，并通过在S单刀开关断开时的测试数值，对电流检测传感器SCT1和电流检测传感器SCT2的测试数值进行修正，再通过修正的测量数值进行计算，可获得待测试互感器UCT的比值误差和相角误差。

至于测量数值的读取过程，可采用传统的测试仪器进行，这不在发明之列。

以下详细说明：正弦波变频试验电源输出的电流经过回路导线，流入待测试互感器UCT的原边，并在正弦波变频试验电源的输出端产生压降u_o，其回路电流经检测为i_p。在待测试互感器UCT的副边单刀开关S合上的时候，待测试互感器UCT的副边感应到电流，并检测为i_S。

第1步：单刀开关S断开，在不同频率f₁和f₂正弦波电流源激励条件下，进行两次测量，其测量电压u_o和测量电流i用方程表示如下。

$\left(\begin{array}{c}(2\pi ·f_1·l_1+r_r)i_{p1}+u_{m1}=u_{o1}\\ (2\pi ·f_2·l_1+r_r)i_{p2}+u_{m2}=u_{o2}\end{array}\right)---\left(1\right)$

式中，l₁是线路的等效电感，且该电感是线性的，r_r是线路的等效电阻，通过高精度万用表检测，f₁和f₂是指不同频率，i_p1和i_p2分别是频率f₁和f₂条件下通过电流检测传感器SCT1检测到的电流值，u_o1和u_o2分别是频率f₁和f₂条件下通过电压检测传感器SVT1检测的电压值，u_m1和u_m2分别是频率f₁和f₂条件下待测试互感器UCT的等效励磁电压值。式(1)中只有变量l₁和u_m1、u_m2。其中u_m1、u_m2与励磁电流的关系为：

$\left(\begin{array}{c}{u}_{m1}=L_m\frac{{\mathrm{di}}_{p1}}{{\mathrm{dt}}_1}\\ u_{m2}=L_m\frac{{\mathrm{di}}_{p2}}{{\mathrm{dt}}_2}\end{array}\right)---\left(2\right)$

L_m是待测试互感器UCT的等效励磁电感，可表示为线性电感和非线性电感的叠加，即：L_m＝L_linear+L_non，当L_m近似为线性时，且当励磁电流为正弦波时，则式(1)中(2π·f₁·l₁+r_r)·i_p1也为正弦特性。当考虑励磁电感中线性部分L_linear时，则u_o1为正弦波形，u_m1和u_m2之间的关系可表示为：

$u_{m1}=\frac{f_1}{f_2}·u_{m2}---\left(3\right)$

式(3)与式(1)联立，解出漏感l₁、u_m1和u_m2，从而计算出励磁电感L_m。

当考虑励磁电感中非线性部分L_non时，则u_o1也为非正弦波形。通过对u_o1进行傅里叶分解，得到非线性部分，该部分和L_non时之间的数学关系在相同的频率下仍满足式(2)，也就满足式(3)，从而依然可求出L_non分量。最后通过L_non和L_linear叠加，获得L_m。

因此，通过第1步检测，待测试互感器UCT的寄生参数l₁、L_m、r_r就得到了。

第2步：单刀开关S合上。仍以输出正弦波电流i_p为激励，则正弦波变频试验电源输出电压为u_o，输出频率为f。设待测试互感器UCT原副边理论匝比为K，则有方程：

u_m＝u_o-i_p(2π·f·l₁+r_r)  (4)

$i_p=\int \frac{u_m}{L_m}·\mathrm{dt}+K·i_s---\left(5\right)$

显然，根据第1步的测试，l₁和r_r都是已知，第2步测试可知f、i_p和u_o。从式(4)可以得到励磁电压u_m。那么在式(5)中，变量只有一个K，从中解出K值，即是待测试互感器UCT的实际比值。比值误差为：

$\lambda =\frac{K_c-\left|K\right|}{\left|K\right|}·100\%---\left(6\right)$

显然，这里的K是复数，相角误差为δ＝∠K。

在测试过程中，所有的计算即上述公式都是通过测试平台中的微处理器进行。这样，依托本发明提出的正弦波变频试验电源和本发明提出的计算方法，能够方便的得到电流互感器的比值误差和相角误差。