串联谐振充电电源的零电流检测电路及设计方法

摘要

本发明涉及一种充电电源工作状态检测电路及设计方法，特别是涉及一种串联谐振充电电源零电流状态检测电路及设计方法。本发明的目的：克服现有技术中基于串联谐振开关变换器技术设计的电容器充电电源谐振频率漂移，引起变换器开关非零关断的问题。提供一种检测电路使串联谐振变换器式电容器充电电源变换器开关始终保持在零电流时动作。技术方案：对谐振电流信号进行整流、直流偏置调节产生谐振电压信号；对充电电源的变换器开关信号进行整流、生成幅度可调节的阈值电压；将谐振电压信号、开关电压信号输入比较器，根据比较的结果做出相应的处理。本发明主要应用于串联谐振变换器式电容器充电电源设计过程中零电流开关状态的场合。

说明书

技术领域

本发明涉及一种充电电源工作状态检测电路及设计方法，特别是涉及一种串联谐振充电电源零电流状态检测电路及设计方法。 

背景技术

高压电容器充电电源基于高频变换器技术设计，变换器的拓扑为串联谐振开关变换器结构。这种拓扑的特点是变换器开关在谐振电流为零时动作，变换器开关的导通时间与谐振频率为固定值，并存在一定关系。开关在每次谐振电流发生的第一次回到零时关断，也就是所谓零电流开关(软开关)，避免了开关在其电流非零时切换而出现的所谓硬开关现象。电源输出调节依靠开关频率的改变。然而，高压充电工程中谐振频率不可避免的漂移，使变换器开关不在谐振电流为零时动作，造成变换器的特性发生改变。因此设计一种自动监测并判断谐振频率漂移的电路，它可以在充电电源的变换器工作正常时无输出，当变换器现非零电流开关状况时，输出一个脉冲电压信号。用这个信号即可调整变换器开关状态，恢复正常特性。 

工业电子学报中《一种采用串联谐振拓扑，固定导通时间，变频控制和零电流开关的电容器充电电源》(A capacitor-charging power supple using a series-resonant lopology，constant on-time/vfariabe frequenency control，and zero-current switching IEEE Transactions on Industrial Electronics，Vol.38，No.6，December，1991)，对这种电容器充电电源作了详细说明。但电源在它的输出变压器变比较大和负载变 化也大的情况下，变压器的分布电容会使谐振频率变化。变换器不再零电流时开关，使变换器开关器件的电流应力和电磁辐射加大。对这种现象该文章作了忽略处理。因此，这类电容器充电电源都用加大变换器开关器件的电流参数值，来处应对问题，显然还未解决电磁辐射。另外办法是改用其它变换器拓扑设计充电电源。在《串并联谐振变换器在电容器充电电源中的应用》(Using the series parallel resonant converter in capacitor charging applications.The 7th Applied Power Electronics Conference and Exposition，Barry C Pollard，Boston，M A，USA，1992)中，用并用串-并联谐振变换器方式设计电容器充电电源，由于工作原理不同因而不涉及上述现象。但这种电容器充电电源不及采用串联谐振零电流开关变换器设计电容充电电源使用广泛。 

这样对出现的问题：一个是忽略，另一个采取其它的电路拓扑结构设计。忽略的原因是串联谐振零电流开关变换器是依靠固定开关时间，变化开关频率的方式工作。而开关时间与谐振频率存在固定的对应关系。本发明针对谐振频率的漂移，自动调节变换器开关时间，可维持其固定的对应关系。 

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中基于串联谐振开关变换器技术设计的电容器充电电源中谐振频率漂移，引起的变换器开关非零关断的问题，提供一种串联谐振充电电源的零电流检测电路及设计方法，当出现非零开关时，电路输出一个电压信号，这个信号被用于调节变换器开关时间，使变换器的开关关断，再回到谐振电流过零刻。可使串联谐振充电电源中的变换器开关始终保持在零电流时动作。 

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是： 

一种串联谐振充电电源的零电流检测电路，包括比较器A1；谐振信号整流电路，用于对串联谐振电容器充电电源谐振电流信号(互感器T2获取)进行整流处理；谐振信号直流偏置电路，用于将电压信号偏置设置为电路所需电路；开关信号整流电路，用于对串联谐振变换器式电容器充电电源的变换器开关信号进行整流处理，开关信号取自数字或模拟控制器输出的的变换器开关驱动信号；开关信号幅度调节电路，用于将电压信号进行幅度调节，产生可调的阈值电压；谐振信号整流电路、谐振信号直流偏置电路、比较器顺序电连接，开关信号整流电路、开关信号幅度调节电路、比较器顺序电连接； 

所述谐振信号整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4组成全桥电路，第一二极管D1阴极与第二二极管D2阳极连接，引出线作为全桥电路输入端；第三二极管D3阴极与第四二极管D4阳极连接，引出线作为全桥电路另一个输入端；第一二极管D1阳极与第三二极管D3阳极连接，引出线作为全桥电路负极；第二二极管D2阴极与第四二极管D4阴极连接，引出线作为全桥电路正极，所述谐振信号直流偏置电路包括第一电阻(R1)、第二电阻(R2)和第三电阻(R3)组成的偏置电路，所述开关信号整流电路包括第五二极管D5、第六二极管D6，所述开关信号幅度调节电路包括第四电阻(R4)、第五电阻(R5)、第六电阻(R6)、滑动变阻器(W1)、MOS管(T1)、电容(C1)，组成的可调节射极跟随器电路。全桥电路正极输出接入比较器(A1)负极，全桥电路负极输出与第二电阻(R2)、第三电阻(R3)连接端连接，第二电阻(R2)一端接入(5V)电源，另外一端与第三电阻(R3)串联，第一电阻(R1)并联在全桥电路的输出端上；第五二极管D5、第六二极管D6组成半桥电路，半桥电路输出端与第五电阻(R5)串联，第五电阻(R5)另一端与MOS管(T1)的栅极连接、第六电阻(R6)连接，MOS管(T1)的源极与滑动变阻器(W1)连接，滑动变阻器(W1)另一端与第四电阻(R4)串联，第四电阻(R4)另一端与第六电阻(R6)另一端、第三 电阻(R3)另一端、电容(C1)一端共地，电容(C1)另一端接入比较器(A1)正极，滑动变阻器(W1)与第四电阻R4连接端(A1)接入比较器正极，MOS管(T1)的漏极与5V电源连接；比较器(A1)输出端与串联谐振充电电源数字控制器输入端b连接，半桥电路输入端与串联谐振充电电源数字控制器输出端a连接。 

一种串联谐振充电电源的零电流检测电路设计方法，首先通过对互感器T2得到的谐振电流信号进行整流以及直流偏置调节产生一个合适的谐振电压信号，同时对串联谐振充电电源数字控制器输出的变换器开关驱动信号进行整流和幅度调节处理产生合适的阈值电压，然后将谐振电压信号、阈值电压信号输入比较器，根据比较的结果做出相应的处理，其步骤包括： 

1)谐振电流信号的处理：由高压变压器初级的互感器T2探测出谐振电流，通过二极管D1～D4整流后，在电阻R1上变换成一个合适的单极电压，并通过分压电阻R2、R3直流偏置到一个合适的电压值后，与比较器A1负极连接； 

2)串联谐振充电电源变换器开关信号处理：该信号取自数字控制器输出的开关脉冲(幅度通常不超过15V)，被D5～D6整流成单极电压，连接到比较器A1的正极，该电压作为比较器的阈值电压，可通过调节W1使比较器A1恰好在谐振电流过零点之前输出负脉冲，场效应管T1是为了配合这种调节而设的射极跟随器，起隔离作用。采用场效应三极管是因为它的栅极控制电压范围比普通三极管宽； 

3)检测信号输出：比较器A1对负极输入端的谐振电压和正极输入端的阈值电压在零点比较判断，正常情况下，谐振电流为零时，低于阈值电压，比较器无输出，当谐振频率变化时，比较器谐振电流输入端电压升高，大于阈值电压，比较器输出脉冲，该脉冲被送到变换器的数字控制电路，调节驱动脉冲的宽度，对应新的谐振电流零点，比较器的输出又回到零检测状态。 

从上述本发明的结构特征可以看出，其优点是： 

1)通过提供一种串联谐振变换器充电电源的零电流检测电路，当变换器出现非零开关时，电路输出一个脉冲信号，这个信号被用于调节变换器开关时间，使变换器开关再回到谐振电流过零刻关断。这样串联谐振充电电源中的变换器开关始终保持在零电流时动作，提高了电源的效率； 

2)由于阈值可调，还可消除串联谐振充电电源数字控制器调节的延迟影响； 

3)消除了因电路电流非零时开关带来的电磁辐射污染； 

4)节约了生产成本。 

附图说明

本发明将通过附图比较以及结合实例的方式说明： 

图1本发明检测电路与串联谐振充电电源电路连接示意图； 

图2本发明零电流开关检测电路原理框图； 

图3本发明零电流开关检测电路设计电路； 

图4本发明电路输入输出波形说明示意图； 

图5本发明比较器输入、输出波形示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。 

原理分析：脉冲功率技术领域中，常用采用高压电容器作储能装置，一般要求采用高输出阻抗的直流恒流电源对电容器充电。普通的线性充电电源的效率为60％左右。为了实现高效率，现代的高压电容器充电电源几乎都采用高频开关变换器设计，效率提在80％以上。 

高频开关变换器用它形成的一系列脉冲或脉冲链经过变压器后向高压储能电容充电。但是，如果形成的脉冲由开关直接对直流电的不断连续开关(斩波)获得，每一次开关动作时，开关上的电压和电流会有重叠现象，形成功率损耗(P＝IU)，开关频率越高，损耗越高，影响电源的效率。这也形成了开关上的电流应力和电磁辐射。 

如果把经过开关的直流电流变成交流电流，而直流电压不变，使开关在交流电流为零时动作，则开关上的功率消耗也为零。一种方法是在开关上引入LC谐振电路，开关接通时，谐振产生(理想情况下，谐振电路发生自由振荡，成为正弦波)，当正弦波的谐振电流下降到零时开关关断，就实现了零电流开关(ZCS Zero Current Switching)。另一种是零电压开关(ZVSZero Voltage Switching)，原理类似。一般地，基本的LC谐振电路分为串联谐振和并联谐振，由于谐振频率为一个固定值。所以，开关的开与关动作时间也必须成为固定值。 

图1是一个在直流电源供电电路中接入不同谐振电路的两种零电流开关(ZCS)，图1(a)为并联谐振电路，图1(a’)为串联谐振电路，图1(b)给出了串联谐振电路在ZCS条件下开关上的电压Uce和电流ic的波形。其中Lr为谐振电感(包括电路中的杂散电感和变压器漏感)，Cr为谐振电容(包括开关管的结电容)。当开关管S1开通时，谐振网络Lr、Cr接通，电路谐振，开关管中的电流按正弦规律变化(实际谐振是有阻尼的，是准正弦波)。当电流谐振到零时，令开关管关断，谐振停止，称为ZCS谐振开关。由于串联谐振时谐振阻抗很大(理想时无穷大)，输出符合恒流电源的特征，如图1(b)所示，所以广泛用在电容器充的电源的开关变换器电路上。开关在正弦波上半周期发生，也就是开关的导通时间等于1/2谐振频率周期。这样开关在电流到零即关断。显然开关的频率周期必须小于谐振频率的周期2倍以上，电路工作在电流断续模式。 

由于串联谐振时谐振阻抗很大(理想时无穷大)，输出符合恒流电源的特征，所以广泛用在电容器充的电源的开关变换器电路上。其中谐振电路 的谐振电感包括电路中的杂散电感和变压器漏感，谐振电容包括开关管的结电容。 

对于高压电容器充电电源，由于高压变压器的变比很大，其分布电容和漏感也很大，在电源输出大范围变化时对谐振频率会产生影响，而开关的动作时间是固定的，所以就会产生非零电流开关现象。本发明就是当出现这个现象时的一种解决办法：即在谐振频率漂移，开关出现非零开关时，可被及时发现，进而改变开关时间，对应漂移发生，使开关恢复到零电流开关状态。 

设计思路：本发明是针对串联谐振充电电源电路存在谐振漂移，使电路中变换器开关不在零电流时刻开关的问题，设计一种检测电路。如图2所示，将本发明的检测电路与串联谐振充电电源连接，进行检测控制。串联谐振开关变换器式电容器充电电源中变换器开关为半导体器件(IGBT或MOSFET)，L、C构成串联谐振电路，T2是本发明电路中的电流检测互感器；串联谐振电路与互感器T2串联在变换器和高压变压器之间。直流电压被变换器、谐振电路和高压变压器变换成一个高频高压的脉冲交流电，经整流后送给储能电容器。变换器开关的驱动、输出电压、电流大小调节由数字或模拟控制器完成。电压取样和电流传感器用于控制器对充电电源输出电压、电流的检测，变换器的电流是一个准正弦波(即谐振电流的第一个完整波形)。由于这个准正弦波使得变换器开关能在它过零时关断。电源中如果谐振频率发生变化，而数字控制器又没有检测到这种变化，及时对开关时间作出调整，则出现开关在谐振电流不为零时关断的现象。 

如能让数字控制器准确知道谐振频率的变化，及时调整开关时间，可使变换器恢复到谐振电流为零关断。图2中充电电源电路中接入的检测电路以一个比较器为基础，通过对谐振电流处理后的电压信号与串联谐振充电电源变换器的开关信号处理后的电压值相比较，监测开关关断时刻到谐振电流零时刻的电压相位差，在相位差大于零时，新的谐振电流过零处输出，实现对零电流状态的检测，达到了检测目的。 

图3是对充电电源零电流状态检测原理框图，首先通过对T2取得的谐振电流信号进行整流以及直流偏置调节产生一个合适的谐振电压信号，同时对取自充电电源数字控制器的变换器开关驱动信号进行整流和幅度调节处理产生合适的阈值电压，然后将谐振电压信号、开关电压信号输入比较器，根据比较的结果做出相应的处理。具体设计电路如图4所示，检测电路包括谐振信号整流电路、谐振信号直流偏置电路、开关信号整流电路、开关信号幅度调节电路。谐振信号整流电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4组成全桥电路，第一二极管D1阴极与第二二极管D2阳极连接，引出线作为全桥电路输入端；第三二极管D3阴极与第四二极管D4阳极连接，引出线作为全桥电路另一个输入端；第一二极管D1阳极与第三二极管D3阳极连接，引出线作为全桥电路负极；第二二极管D2阴极与第四二极管D4阴极连接，引出线作为全桥电路正极，谐振信号直流偏置电路包括第一电阻(R1)、第二电阻(R2)和第三电阻(R3)组成的偏置电路，开关信号整流电路包括第五二极管D5、第六二极管D6，开关信号幅度调节电路包括第四电阻(R4)、第五电阻(R5)、第六电阻(R6)、滑动变阻器(W1)、MOS管(T1)、电容(C1)，组成的可调节射极跟随器电路。全桥电路正极输出接入比较器(A1)负极，全桥电路负极输出与第二电阻(R2)、第三电阻(R3)连接端连接，第二电阻(R2)一端接入(5V)电源，另外一端与第三电阻(R3)串联，第一电阻(R1)并联在全桥电路的输出端上；第五二极管D5、第六二极管D6组成半桥电路，半桥电路输出端与第五电阻(R5)串联，第五电阻(R5)另一端与MOS管(T1)的栅极连接、第六电阻(R6)连接，MOS管(T1)的源极与滑动变阻器(W1)连接，滑动变阻器(W1)另一端与第四电阻(R4)串联，第四电阻(R4)另一端与第六电阻(R6)另一端、第三电阻(R3)另一端、电容(C1)一端共地，电容(C1)另一端接入比较器(A1)正极，滑动变阻器(W1)与第四电阻R4连接端(A1)接入比较器正极，MOS管(T1)的漏极与5V电源连接；比较器(A1)输出端与串联谐振充电电源数字控制器输入端b连接，半桥电路输入端与串联谐振充电电源数字控制器输出端a 连接。 

1)比较器A1负极输入：由高压变压器初级的互感器T2探测出谐振电流，通过二极管D1～D4整流后，在电阻R1上变换成一个合适的单极电压，并通过分压电阻R2、R3直流偏置到一个合适的电压值后，连接到比较器A1的负极； 

2)比较器A1正极输入：由串联谐振充电电源数字控制器得到的变换器的开关信号(幅度通常不超过15V)，被D5～D6整流成单极电压，连接到比较器A1的正极，该电压作为比较器的阈值电压，通过调节W1使比较器恰好在谐振电流过零点之前输出负脉冲，场效应管T1是为了配合这种调节而设的射极跟随器，起隔离作用，这是因为它的栅极控制电压范围比普通三极管宽； 

3)比较器的输出：比较器A1对负极输入端的谐振电压和正极输入端的开关电压在零点比较判断。正常情况下，谐振电流为零时，低于阈值电压，比较器无输出。如果当谐振频率变高时，谐振电压升高，超过阈值电压，比较器输出脉冲，反之亦然。该脉冲被送到变换器的数字控制电路，调节驱动脉冲的宽度，变换器回到零电流关断状态，比较器的输出也回到零检测状态。 

图5是比较器输入、输出波形示意图，当谐振电流频率变大，非零电流关端时，比较器始终在过零点输出一个信号。通过控制器调节开关导通时间，使变换器开关的关断时刻与谐振电流过零时刻对应的状态，同时把开关的导通时间又它拉到低于阈值的零检测上。 

例如：若采用比较器的最大输入为9V，输出是±5V。进入比较器的谐振电流变换后的电压峰值与直流偏压叠加电压为6V。控制器的输出开关信号是12V，通过T1，W1，R4把它变成1～6。直流偏值电压取3V，即电流的过零点也在3V，调节W1使比较器开关信号端等于3V，则比较器就会在谐振 电流零点反转输出，由0V到-5V。调节W1使比较器开关信号端大于3V，则比较器就会在谐振电流零点之前反转输出，由0V到-5V。 

本设计采用谐振电流与串联谐振充电电源变换器开关信号比较，可实现比较器的输出时刻始终对应在新的谐振电流的零时刻。参与比较的两个信号都整流成相同极性电压信号，这使谐振电流的下降边成为实现开关驱动可唯一接受的输入，防止初级电流上升边的过零点也成为比较阈值。谐振电流信号偏置在一个直流电平上，可方便找出过零点。来自变换器开关信号幅度变成可调节。这样使比较器的输出恰好能在零电流之前一些时间，这样可消除串联谐振充电电源数字控制器调节的延迟影响。 

本说明书中公开的所有特征，除了互相排斥的特征以外，均可以以任何方式组合。 

本说明书(包括任何附加权利要求、摘要和附图)中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。