解调模块、信号分析装置与信号分析方法

摘要

一种解调模块、信号分析装置与信号分析方法。该信号分析装置包括一相关性计算装置、一符号边际检测装置及一载波频率飘移估计装置。相关性计算装置用以接收一输入信号，并根据多个不同的延迟量延迟该输入信号以得到多个延迟信号，并计算所述延迟信号与一预定虚拟噪声序列的相关性，以得到多个相关性计算结果，以及根据所述相关性计算结果产生一相关性序列。一符号边际检测装置，根据该相关性序列检测具有最大相关性的一取样点，并且根据该取样点的一相关性数值产生一符号边际指示信号。一载波频率飘移估计装置，根据该符号边际指示信号估计一载波频率飘移量。

说明书

技术领域

本发明涉及一种载波频率飘移的估计方法，特别是涉及一种适用于多重路径传输信道的载波频率飘移估计方法。

背景技术

在无线通讯系统中，由于震荡频率不精确以及多普勒效应(DopplerEffect)，因而在传送端与接收端之间可能产生载波频率飘移(CarrierFrequency Offset，简称CFO)的问题。尤其是在正交频分复用(Orthogonalfrequency division multiplexing，简称OFDM)系统中，载波频率飘移所产生的影响更为严重。由于正交频分复用的传输系统为多载波系统，对于载波频率飘移十分敏感，载波频率飘移会破坏正交频分复用系统中子载波间的正交性，因而造成了子载波间互相干扰(Inter-Carrier Interference，简称ICI)，使得正交频分复用系统的系统效能变差、并且发生错误率增加等问题。因此，如何准确地估计载波频率飘移以解决载波间互相干扰(ICI)成为正交频分复用系统极需被解决的重要课题。

发明内容

根据本发明的一实施例，一种解调模块包括模拟至数字转换器、基频混频器、时序回复装置、信号分析装置以及译码器。模拟至数字转换器转换一模拟中频信号，以输出一数字中频信号。基频混频器接收该数字中频信号，并且根据一载波频率降频该数字中频信号以产生一基频信号，其中该基频混频器还根据一第一回授控制信号调整该载波频率，以补偿该载波频率的载波频率飘移。时序回复装置根据一第二回授控制信号重新取样该基频信号。信号分析装置接收该基频信号，分析该基频信号与一预定虚拟噪声序列的相关性以得到多个相关性结果，并加强所述相关性结果以产生一相关性序列，并且根据该相关性序列产生该第一回授控制信号及该第二回授信号。译码器用以译码该时序回复装置的一输出信号，以产生一译码输出信号。

根据本发明的另一实施例，一种信号分析装置包括相关性计算装置、符号(symbol)边际检测装置、以及载波频率飘移估计装置。相关性计算装置接收一输入信号，根据多个不同的延迟量延迟该输入信号以得到多个延迟信号，并计算所述延迟信号与一预定虚拟噪声序列的相关性，以得到多个相关性计算结果，以及根据所述相关性计算结果产生一相关性序列。符号边际检测装置根据该相关性序列检测具有最大相关性的一取样点，并且根据该取样点的一相关性数值产生一符号边际指示信号。载波频率飘移估计装置根据该符号边际指示信号估计一载波频率飘移量。

根据本发明的另一实施例，一种信号分析方法包括：接收一输入信号，其中该输入信号至少包括一数据资料与一虚拟噪声序列；根据多个不同的延迟量延迟该输入信号，以得到多个延迟信号；计算所述延迟信号与一预定虚拟噪声序列的相关性，以得到多个相关性计算结果；根据所述相关性计算结果产生一相关性序列；以及根据该相关性序列估计该输入信号的一载波频率飘移量。

附图说明

图1a-1b显示数字电视广播数据的数据结构。

图2显示多重路径传输信道环境中接收信号的相关性运算结果。

图3a-3b显示多重路径传输信道环境中载波频率飘移的估计以及对应补偿结果。

图4显示根据本发明的一实施例所述的接收机。

图5a-5c显示根据本发明的一实施例所述的于多重路径传输信道环境的相关性计算结果。

图6显示根据本发明的一实施例所述的相关性计算装置。

图7显示根据本发明的一实施例所述的信号分析方法。

附图符号说明

100、101～数据；

201～所求项；

202～错误项；

400～接收机；

401～调谐器；

402～解调模块；

403～模拟至数字转换器；

404～基频混频器；

405～时序回复装置；

406～均衡器；

407～译码器；

408～信号分析装置；

411、611～相关性计算装置；

412～符号边际检测装置；

413～时序错误估计装置；

414～载波频率飘移估计装置；

612、613～运算模块；

621、631、624、634、FIFO～先进先出寄存器；

622、632～共轭多个单元；

623、633～乘法器；

625、635～相关性计算单元；

Corr(n)、Corr_D1(n)、CorrＡD2(n)～相关性；

D～延迟；

Data～数据资料；

PN、PN code、Pre PN、Post PN～虚拟噪声序列；

S-_B、S-_C、S-_IND、S-_OUT、S_RF、S-_T～信号。

具体实施方式

为使本发明的制造、操作方法、目标和优点能更明显易懂，下文特举几个较佳实施例，并结合附图详细说明如下：

实施例：

数字地面多媒体/电视广播(Digital terrestrial multimedia/televisionbroadcasting，简称DTMB)系统为近年来新发展出来的数字电视广播系统规格。DTMB的技术包括将已知的虚拟噪声(Pseudo Noise，简称PN)序列填入保护区间内，用以保护数据讯号，并且可进一步用以辨识数据资料的起始位置。图1a-1b显示DTMB的数据结构。如图所示，数据100与101为一帧(frame)的DTMB的数据，其中数据101为将数据100延迟D个取样点的结果。数据100与101分别包括PN序列(标示为PN code)的部分以及数据资料(标示为Data)的部分，其中PN序列尾端部份会再被重复添加于PN序列的首(标示为Pre PN)，并且PN序列的头部会再被重复添加于PN序列的尾端(标示为Post PN)。例如，DTMB可使用PN420规格，其中数据资料前可一共添加420点的PN序列，包含一笔完整的255点PN序列，并且添加其中82点于PN序列的前半部形成Pre PN部分，以及添加其中83点于PN序列的后半部形成Post PN部分，于是形成长度共420点的序列。

由于接收端已知传送端所添入的PN序列的内容，因此藉由将接收机所接收到的DTMB数据(例如图1所示的数据100)的共轭多个与DTMB数据延迟D个取样点的结果(例如图1所示的数据101)进行相乘运算后，再将运算结果与接收机本地端所储存的PN序列执行相关性(correlation)的运算，找出具有最大相关性的取样点max(Corr_D(n))，以达到数据资料同步。其中，具有最大相关性的取样点代表着本地端所储存的PN序列在此取样点与接收到的DTMB数据最为匹配，一旦PN序列的匹配完成，即可得到接收信号中PN序列的起始位置，接着，便可藉由PN序列的位置辨识出数据资料起始位置，达到数据资料同步。计算相关性的范例可进一步参考由Ling-LongDai等人于2008年11月在电机与电子工程师学会(Institute of Electrical andElectronic Engineers，简称IEEE)通讯系统国际会议(International Conferenceon Communications Systems，简称ICCS)所发表的技术文献，标题为「时域同步正交频分复用系统中新的频率同步算法」(A new frequencysynchronization algorithm in the TDS-OFDM systems)。

除了达到数据资料的时序同步之外，接收机可进一步利用所得到的最大相关性计算结果max(Corr_D(n))估计出传输信道所产生的载波频率飘移Δf，其中载波频率飘移Δf的估计方法如下：

$\mathrm{\Delta f}=\frac{{\tan }^{-1}\left(\max \left({\mathrm{Corr}}_D\left(n\right)\right)\right)}{2\mathrm{\pi D}}·\mathrm{fs}$式(1)

其中fs为一取样频率(图4，模拟至数字转换器403的取样频率)。

然而，在多重路径(multi-path)的传输通道环境中，由于接收端所接收到的讯号可包含来自一个以上传输路径的DTMB数据，因此在进行相关性运算时，除了理论上应具有最大相关性的所求项(Desired term)之外，还会额外产生多个相关性不小的错误项(False term)，甚至错误项的相关性与所求项相当或更大。所求项为理论上PN序列最为匹配的取样点(具有最大相关性)，也就是理论上接收到的DTMB数据的共轭多个与DTMB数据的延迟版本的相乘的结果再与本地端的PN序列进行相关性运算后应具有最大相关性的取样点，代表着在此取样点，本地端的PN序列与接收到的DTMB数据中的PN序列达到同步，而其它取样点则为错误项。图2显示多重路径传输信道环境中接收信号的相关性运算结果，其中横轴代表取样点，纵轴代表相关性的计算结果，假设传输信道包括2个路径，因此相关性的计算结果理论上应包括两个相关性较强的所求项201。然而，一旦错误项202的相关性因多重路径的信道响应所产生的效应因而高于所求项时，会导致在寻找最大相关性的取样点max(Corr_D(n))时得到错误的结果，如此一来，不仅造成错误的数据资料同步，并且也导致错误的载波频率飘移估计结果。

图3a-3b显示在多重路径传输信道环境中载波频率飘移的估计以及对应补偿结果，其中横轴代表帧索引(frame index)，纵轴代表根据如式(1)所述的方法进行载波频率飘移估计的结果Δf。更详细的说，图3a根据所求项估计载波频率飘移，来进行补偿的结果，图3b是根据错误项估计载波频率飘移，来进行补偿的结果。如图3a所示，若可找到正确的所求项，则可准确地估计出的载波频率飘移Δf，在此范例中，帧索引为0时，根据所求项估计的实际的载波频率飘移为100kHz。接着根据估计出来的载波频率漂移Δf来补偿载波频率，经过一段时间补偿后，可使得实际的载波频率飘移收敛于0kHz。然而，若是根据错误项进行载波频率飘移的估计，则无法估计出实际的载波频率飘移Δf。也就是说，若根据错误项估计的载波频率飘移Δf来补偿，则实际的载波频率飘移则无法收敛于0kHz。如图3b所示，帧索引为0时，根据错误项估计的载波频率飘移为200kHz(而非实际的载波频率飘移100kHz)，若根据此载波频率飘移200kHz来补偿，经过一段时间补偿后，使得实际的载波频率飘移为-100kHz，而非收敛于0kHz。有鉴于此，本发明提出一种新的载波频率飘移估计方法以精确地估计出正确的索求项，此载波频率飘移估计方法不仅适用于单路径传输信道环境，更适用于多重路径传输信道环境，用以精确地完成数据资料同步，并且精确地估计出载波频率飘移。

图4显示根据本发明的一实施例所述的接收机400。接收机400包括一调谐器(tuner)401与一解调模块402。调谐器401将由天线所接收的射频信号S_RF转换为模拟的中频信号。解调模块402可整合为一解调器IC，用以自调谐器401接收模拟的中频信号，并且解调此信号以产生输出信号S-_OUT(Transport Stream)。

根据本发明的一实施例，解调模块402可包括模拟至数字转换器(Analog to digital converter，简称ADC)403、基频混频器404、时序回复装置405、均衡器406、译码器407、以及信号分析装置408。模拟至数字转换器403用以根据一取样频率(式(1)，fs)取样模拟的中频信号，以输出数字中频信号。基频混频器404根据一载波频率将数字中频信号进行降频转换，以产生数字基频信号S_B。信号分析装置408用以分析数字基频信号S_B中虚拟噪声序列的特性，并根据虚拟噪声序列的特性分别产生回授控制信号S_C与S_T分别至基频混频器404与时序回复装置405，其中基频混频器404根据回授控制信号S_C所提供的信息改变载波的频率，用以补偿载波频率偏移，并且时序回复装置405根据回授控制信号S_T所提供的时序同步信息重新取样数字基频信号S_B，用以将信号回复至与传送端同步的时序。均衡器406均衡时序回复装置405的输出信号，用以补偿传输信道的频率响应，以除去传输通道所造成的影响。均衡器406在此实施例中为非必要组件。译码器407最后译码均衡过的信号，以输出信号译码过的信号S-_OUT。

根据本发明的一实施例，信号分析装置408可包括一相关性计算装置411、符号边际检测装置412、时序错误估计装置413、以及载波频率飘移估计装置414。相关性计算装置411用以将自基频混频器404得到的数字基频信号S_B的共轭多个与数字基频信号S_B的不同延迟的版本进行相乘运算后以得到多个运算结果，再将此多个运算结果与相关性计算装置411内所储存的PN序列分别执行相关性(correlation)的运算，以得到多个相关性计算结果，以及根据多个相关性计算结果产生相关性序列Corr(n)。符号边际检测装置412自相关性计算装置411接收相关性序列，检测各帧内具有最大相关性取样点，并纪录此取样点的相关性数值与位置，以产生一符号边际指示信号S-_IND。时序错误估计装置413耦接至符号边际检测装置412，用以根据符号边际指示信号S-_IND所指示的具有最大相关性的取样点的位置与相关性数值(即，该取样点的振幅)等信息产生回授控制信号S_T，使得时序回复装置405可根据回授控制信号S_T将数字基频信号S_B重新取样，用以回复至与传送端同步的时序。载波频率飘移估计装置414同样耦接至符号边际检测装置412，用以根据符号边际指示信号S-_IND所指示的具有最大相关性的取样点的相关性数值(即，该取样点的振幅)通过如式(1)所述的方法估计载波频率飘移，并且产生回授控制信号S_C，使得基频混频器404可根据回授控制信号S_C所提供的载波频率飘移估计值Δf补偿载波频率偏移。

如上所述，由于自多重路径的传输信道环境中接收到的信号在计算相关性时会产生具有较大相关性的错误项(如图2所示)，因而导致在寻找最大相关性的取样点max(Corr_D(n))时得到错误的结果，造成错误的数据资料同步，以及错误的载波频率飘移估计结果(如图3所示)。因此，根据本发明的一实施例，相关性计算装置411在计算相关性时更进一步加强所求项的相关性，使得在得到的相关性计算结果中所求项可具有最大的相关性数值，于是符号边际检测装置412可准确地找出所求项的位置，进而时序错误估计装置413与载波频率飘移估计装置414可正确地得到时序同步信息与载波频率飘移的估计值。

图5a-5c显示根据本发明的一实施例所述的于多重路径传输信道环境的相关性计算结果。藉由图5a-5c可清楚理解本发明的一实施例所述的加强所求项的概念。图5a显示根据接收到的DTMB数据的共轭多个与DTMB数据的延迟D1个取样点(如图1所示)的版本进行相乘运算后，再将此运算结果与接收机本地端所储存的PN序列执行相关性(correlation)的运算所得到的结果。如图所示，假设取样点n2与n4为所求项，也就是理论上PN序列最为匹配的取样点，而位于取样点n1、n3与n5则为错误项。由图5a可看出，由于多重路径的信道响应所产生的效应，使得位于取样点n1的错误项的相关性与位于取样点n2的所求项的相关性相当接近，甚至大于位于取样点n4的所求项的相关性，因此若根据如图5a所示的相关性计算结果是无法十分准确地找出所求项(于取样点n2和n4)来进行时序同步与频率偏移估计，因而发生错误。图5b显示另一个相关性运算结果，此结果是根据接收到的DTMB数据的共轭多个与DTMB数据的延迟D2个取样点(如第1图所示)的版本进行相乘运算后，再将此运算结果与接收机本地端所储存的PN序列执行相关性(correlation)的运算所得到的结果。由图5b可看出，由于多重路径的信道响应所产生的效应，使得位于取样点n5的错误项的相关性大位于取样点n2的所求项的相关性，并且大于位于取样点n4的所求项的相关性，因而无法分辨出所求项(于取样点n2和n4)。因此若根据如图5b所示的相关性计算结果进行时序同步与频率偏移估计，则会发生错误。

然而，如图5a与图5b所示，由于错误项发生的位置会随着延迟D的长度变化而改变，而所求项发生的位置并不会随着延迟D的不同而改变，因此根据本发明的一实施例，藉由累加使用不同延迟所得到的相关性计算结果，加强所求项的相关性，使得所求项在得到的相关性计算结果可与错误项产生明显的区隔，如图5c所示，累加后的所求项n2与n4的相关性与错误项产生明显的区隔，如此一来，信号分析装置408可准确地根据加强过的相关性计算结果找出所求项的正确位置，进而得到准确的时序同步与载波频率飘移的估计值。

图6显示根据本发明的一实施例所述的相关性计算装置。根据本发明的一实施例，相关性计算装置611可包括两组或两组以上的运算模块。为了清楚阐述本发明的概念，图6显示两组运算模块612与613。值得注意的是本发明也可使用两组以上的运算模块，并非限定于使用两组运算模块，本领域的技术人员在不脱离本发明的精神和范围的前提下可做若干的更动与润饰，因此本发明的保护范围以本发明的权利要求为准。

根据本发明的实施例，各运算模块可分别包括两组先进先出(First InFirst Out，简称FIFO)寄存器。第一组先进先出寄存器的长度分别根据不同的延迟需求而设计，例如先进先出寄存器621的长度可设计为D1，用以将输入的数字基频信号S_B延迟D1个取样点，而先进先出寄存器631的长度可设计为D2，用以将输入的数字基频信号S_B延迟D2个取样点。在经过共轭多个单元(conjugator，简称为conj)622与632将输入的数字基频信号S_B做共轭多个(complex conjugate)转换后，数字基频信号S_B的共轭多个会与其延迟D1(或D2)的版本通过乘法器623与633相乘。相乘后的结果会进一步输入至第二组先进先出寄存器624与634。第二组先进先出寄存器624与634分别位于相关性计算单元625与635中，用以辅助相关性的运算，因此其长度可分别根据所需的相关性长度C1与C2而设计。数字基频信号S_B的共轭多个与延迟版本相乘后的结果在相关性计算单元625与635中通过第二组先进先出寄存器624与634分别与接收机本地端所储存的PN序列逐点相乘，并分别累加相乘结果进而得到相关性计算结果Corr_D1(n)与Corr_D2(n)。最后，通过加法器614累加得到的相关性计算结果Corr_D1(n)与Corr_D2(n)，用以更进一步加强所求项的相关性，以输出相关性序列Corr(n)。

如图5a-5c所示，由于错误项发生的位置会随着延迟D的长度变化而改变，而所求项发生的位置并不会随着延迟D的不同而改变，经过累加使用不同延迟所得到的相关性计算结果，可加强所求项的相关性，使得在所得到的相关性序列中所求项的相关性可与错误项产生明显的区隔。因此符号边际检测装置421可准确地找到的具有最大相关性的取样点，并且如上所述产生回授控制信号S_C与S-_T至基频混频器404与时序回复装置405，以进行载波频率飘移估计与时序回复。

图7显示根据本发明的一实施例所述的信号分析方法。首先，接收一输入信号(步骤S701)，其中此输入信号可以是如图1a所示的DTMB信号，包括虚拟噪声序列(PN Code)与数据资料(Data)，并且此输入信号可以是经过基频混频器404执行降频转换后的基频信号。接着，根据多个不同的延迟量延迟该输入信号(步骤S702)，例如，根据两个或两个以上不同的延迟量延迟该输入信号，以分别得到具有不同延迟量的输入信号。接着，计算具有所述不同的延迟量的所述输入信号与一虚拟噪声序列的相关性，以得到多个相关性计算结果(步骤S703)。接着，根据所述相关性计算结果产生一相关性序列(步骤S704)。最后，根据该相关性序列估计一数据资料的起始位置以及一载波频率飘移量(步骤S705)。参考如图6所示的相关性计算装置结构，其中步骤S702与步骤S703可还包括：将该输入信号的共轭多个与具有不同的延迟量的所述输入信号相乘，以得到多个相乘结果；以及计算该虚拟噪声序列的与所述相乘结果的相关性，以得到所述相关性计算结果，例如图6所示的延迟量D1与D2，以及相关性计算结果Corr_D1(n)与Corr_D2(n)。在步骤S704中，藉由累加Corr_D1(n)与Corr_D2(n)以产生相关性序列Corr(n)。

此外，参考如图4所示的相关性计算装置结构，步骤S705可还包括：检测相关性序列Corr(n)中具有最大相关性的一取样点；根据具有最大相关性的该取样点的一位置与一相关性数值产生一符号边际指示信号S-_IND；以及根据该符号边际指示信号估计该数据资料的起始位置以及一载波频率飘移量。

本发明虽以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明的范围，本领域的技术人员在不脱离本发明的精神和范围的前提下可做若干的更动与润饰，因此本发明的保护范围以本发明的权利要求为准。