基于正交码复用的差分混沌移位键控调制解调方法

摘要

一种基于正交码复用的宽带差分混沌移位键控调制解调技术，涉及差分混沌移位键控调制解调技术。采用正交码将参考段信号与信息调制段信号复用在码域上，消除了常规(FM)-DCSK中的延时单元，降低了实现的复杂度，并且在AWGN信道和多经Rayleigh衰落信道下的误码性能与常规(FM)-DCSK相当，是一种在宽带数据传输(如UWB)应用中具有竞争力的调制解调方法。

说明书

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种差分混沌移位键控调制解调技术。

背景技术

差分混沌移位键控((FM)-DCSK：(Frequency-Modulated)-DifferentialChaotic Shift Keying)是一类基于混沌载波的数字调制解调技术，是低成本的扩频通信替代方案，具有良好的抗多径干扰能力，在短距离无线通信领域(如无线个域网(WPAN)：Wireless Personal Area Network)具有良好的应用前景。

现有的差分混沌移位键控调制器如图1所示，包括：混沌载波发生器、延时单元、反转器、切换开关四部分。解调器如图2所示，包括，延时单元、乘法器、积分器、判决电路四部分。假定差分混沌移位键控调制器传输数据速率为1/T，即传输周期为T，则调制器的工作过程如下：1.混沌发生器产生的混沌载波信号分两路分别进入到切换开关和延时单元，进入延时单元的信号延时T/2后输出两路信号，一路直接进入切换开关，另一路进入反转器并实现信号反转，然后再分别进入切换开关；2.切换开关由被调制的二进制数字信号I控制，在前T/2时间内，开关在位置A，因此混沌载波在前T/2直接输出，在后T/2时间内，如果I为“0”，则切换开关在位置B，否则切换开关在位置C，因此在后T/2内输出重复或者反转的混沌载波。解调过程如下：接收信号分两路分别进入乘法器和延时单元，进入延时单元的前T/2信号延时T/2之后输出，进入乘法器与后T/2信号相乘，相乘的结果输入到积分器积分，积分时间长度为T/2，积分结果送到判决电路，如果积分结果大于0，则判决输出“0”，否则判决输出“1”。

现有的差分混沌移位键控调制解调器(FM)-DCSK是通过将参考段信号(前T/2)和信息调制段信号(后T/2)在时域上正交复用实现的。(FM)-DCSK的发射信号帧结构如图3所示，调制器与解调器均需要延时单元，在窄带传输时，即窄带(FM)-DCSK，延时单元可用数字存储的方式实现，较为简单。但在宽带传输时(如超宽带：Ultra-Wideband，UWB)，即宽带(FM)-DCSK，由于UWB系统带宽通常都达到数个GHz，接收机前端的A/D转换必然要求具有很高的采样频率，就目前的技术水平，具有这样高采样频率的接收机功耗和成本都将非常高；若采用接收机前端模拟实现，则需要对模拟信号进行数十纳秒(ns)级的延时，延时单元变为模拟延时线，要实现具有较长延时(大于20ns)，就目前的模拟集成电路水平，对如此带宽的信号进行这样长的时延还无法做到有效的集成，即接收机无法做到低成本的集成，因此，采用现有技术实现高度集成的模拟延时线还不可能。如果采用数字实现，则接收机需要高速的模数转换器(A/D)和大容量存储器，功耗与复杂度将大幅增加。

发明内容

本发明针对现有的差分混沌移位键控调制解调器在宽带传输时，接收机需要高速的模数转换器和大容量存储器，功耗与复杂度将大幅增加；或者延时单元变为模拟延时线时，要实现具有较长延时难以低成本集成的缺陷，设计一种码复用宽带(FM)-DCSK调制解调器。其中调制器部分包括：混沌载波发生器、N阶Walsh码发生器A和B、乘法器M_1，1，M_1，2，...，M_1，N，M_2，1，M_2，2，...，M_2，N、切换开关S₁和S₂、延时单元D₁，D₂，...，D_N-1、FM调制器以及加法器ADD。由N阶Walsh码发生器A的N路输出分别通过乘法器M_1，1，M_1，2，...，M_1，N连接切换开关S₁，组成支路1；混沌载波发生器通过FM调制器和N-1个延时单元D₁，D₂，...，D_N-1串联组成支路2；由N阶Walsh码发生器B的N路输出分别通过乘法器M_2，1，M_2，2，...，M_2，N连接切换开关S₂组成支路3。支路2中，FM调制器的输出连接支路2和支路3中的第一级乘法器，各延时单元D₁，D₂，...，D_N-1的输出端分别连接支路1和支路3对应的下一级乘法器M_1，1，M_1，2，...，M_1，N和M_2，1，M_2，2，...，M_2，N，信息符号的输出分别连接乘法器M_2，1，M_2，2，...，M_2，N，支路1和支路3的输出送入加法器ADD，ADD输出端输出信号s(t)。

解调器包括：乘法器a、乘法器b、乘法器c、积分器d、累加器e、判决器f。乘法器a和乘法器b分别将接收到的信号与同样长度并相互正交的Walsh码元相乘，并送入乘法器c对乘法器a和乘法器b的输出相乘，积分长度为T_c的积分器d对乘法器c的输出进行积分，再将积分结果送入到累加器e中，直至将信号R(t)与N阶Walsh码发生器的N个码元相乘完成上述处理，累加器输出N次累加的结果Z，判决器f对结果Z进行判断，如果累加结果大于0，则判决输出“0”，否则判决输出“1”。

本发明还提出一种基于正交码复用的宽带差分混沌移位键控调制方法，混沌载波发生器产生时间长度为T_c的混沌载波信号经调频器FM调制后，在各个T_c时刻分别送入支路1和支路3，支路1中各级乘法器将调制混沌载波分别与N阶Walsh码发生器A输出的N个正交码元相乘，产生N个参考信号，通过切换开关S₁输出；支路3中各级乘法器将调制混沌载波分别与信息符号以及N阶Walsh码发生器B输出的N个正交码元相乘，产生N个信息调制信号I₁从切换开关S₂输出，N个参考信号和N个信息调制信号送入加法器ADD分别相加，输出N段时间长度为T_c的调制信号。

本发明将(FM)-DCSK调制的参考段信号和信息调制段信号复用在一对正交码上，而在时域上参考段信号和信息调制段信号是重叠在一起的，这样在接收机中消除了现有技术中的延时单元，消除了延时单元。用模拟乘法器和加法器实现了相对应的功能，能大大的降低实现的复杂度，并且非常易于模拟电路实现的集成。

附图说明

图1示出了现有(FM)-DCSK调制器的组成结构；

图2示出了现有(FM)-DCSK解调器的组成结构；

图3示出了现有(FM)-DCSK的发射信号帧结构；

图4示出了基于正交码复用的宽带(FM)-DCSK调制器的组成结构；

图5示出了基于正交码复用的宽带(FM)-DCSK的发射信号帧结构；

图6示出了基于正交码复用的宽带(FM)-DCSK解调器的组成结构；

图7示出了加性高斯白噪声(AWGN)信道下，正交码复用宽带DCSK与常规DCSK的误比特率性能，扩频因子为80；

图8示出了加性高斯白噪声(AWGN)信道下，正交码复用宽带DCSK与常规DCSK的误比特率性能，扩频因子为160；

图9示出了多径瑞利(Rayleigh)衰落信道下，正交码复用DCSK与常规DCSK的误比特率性能，扩频因子为80；

图10示出了多径瑞利(Rayleigh)衰落信道下，正交码复用DCSK与常规DCSK的误比特率性能，扩频因子为160。

具体实施方式

本发明将(FM)-DCSK调制的参考段信号和信息调制段信号复用在一对正交码上，而在时域上参考段信号和信息调制段信号是重叠在一起的。图4所示为基于正交码复用的宽带(FM)-DCSK调制器的组成结构，包括：混沌载波发生器、N阶Walsh码发生器A和B、乘法器M_1，1，M_1，2，...，M_1，N，M_2，1，M_2，2，...，M_2，N、切换开关S₁和S₂、延时单元D₁，D₂，...，D_N-1、FM调制器以及加法器ADD。调制器中由N阶Walsh码发生器A、乘法器M_1，1，M_1，2，...，M_1，N，和切换开关S₁组成支路1；混沌载波发生器、FM调制器和N-1个延时单元D₁，D₂，...，D_N-1组成支路2；由N阶Walsh码发生器B、乘法器M_2，1，M_2，2，...，M_2，N和切换开关S₂组成支路3。

由N阶Walsh码发生器A的N路输出分别通过乘法器M_1，1，M_1，2，...，M_1，N连接到切换开关S₁，组成支路1；混沌载波发生器通过FM调制器和N-1个延时单元D₁，D₂，...，D_N-1串联组成支路2；由N阶Walsh码发生器B的N路输出分别通过乘法器M_2，1，M_2，2，...，M_2，N连接切换开关S₂组成支路3。支路2中，FM调制器的输出连接支路2和支路3中的第一级乘法器，各延时单元D₁，D₂，...，D_N-1的输出端分别连接支路1和支路3对应的下一级乘法器M_1，1，M_1，2，...，M_1，N和M_2，1，M_2，2，...，M_2，N，信息符号的输出分别连接乘法器M_2，1，M_2，2，...，M_2，N，支路1和支路3的输出送入加法器ADD，ADD输出端输出信号s(t)。

计算传输一个信息比特所需的时间长度T，将时间长度T均分为N部分，即T＝NT_c，其中N为Walsh码发生器的阶数。在各个T_c时刻分别送入支路1和支路3，支路1中各级乘法器将调制混沌载波分别与N阶Walsh码发生器A输出的N个正交码元相乘，产生N个参考信号，通过切换开关S₁输出；支路3中各级乘法器将调制混沌载波分别与信息符号以及N阶Walsh码发生器B输出的N个正交码元相乘，产生N个信息调制信号I₁从切换开关S₂输出，N个参考信号和N个信息调制信号送入加法器ADD分别相加，输出N段时间长度为T_c的调制信号。

则调制过程如下：混沌载波发生器产生时间长度为T_c的混沌载波信号经调频器(FM)调制后，在T_c时刻，分别送入支路1和支路3。在支路1中第一级乘法器M_1，1将调制混沌载波与N阶Walsh码发生器A输出的正交码元w_R，1相乘，产生第一段参考信号R₁，通过切换开关S₁(切换开关打在节点T_1，1端)输出，在支路3中第一级乘法器M_2，1将调制混沌载波、信息符号以及N阶Walsh码发生器B输出的正交码元w_I，1相乘，产生第一段信息调制信号I₁从切换开关S₂(切换开关打在节点T_2，1端)输出，第一段参考信号和第一段信息调制信号送入加法器ADD相加输出时间长度为T_c的第一段调制信号。在2T_c时刻，混沌载波信号经过延时单元D₁延时T_c后分别进入支路1和支路3，在支路1中乘法器M_1，2将经过第一级延时单元输出的调制混沌载波与A输出的正交码元w_R，2相乘，产生第二段参考信号R₂从切换开关S₁(切换开关打在节点T_1，2)输出，在支路3中乘法器M_2，2将经过第一级延时单元输出的调制混沌载波、信息符号以及B输出的正交码元w_I，2相乘，产生第二段信息调制信号I₂从切换开关S₂(切换开关打在节点T_2，2)输出，送入加法器ADD相加输出时间长度为T_c的第二段调制信号；以此类推，经过N-1个相同的操作，在NT_c时刻，加法器ADD输出时间长度为T_c的第N段调制信号，至此，经过N次操作，调制器输出长度为T的所有调制信号。

假定码复用宽带(FM)-DCSK调制器的数据传输速率为1/T，即数据传输周期为T，正交码w_R，周期为N，码持续时间为T，正交码的码元为“+1”或“-1”，码元持续时间为T_c，数据传输周期与正交码元周期以及周期N之间基于T＝NT_c关系确定。信息符号为“+1”或“-1”，其持续时间为T，分别由“0”或“+1”映射而来；正交码w_I，周期同样为N，码持续时间为T，码元为“+1”或“-1”，码元持续时间为T_c，同样有如下关系T＝NT_c。

如图5所示为基于正交码复用的宽带(FM)-DCSK的发射信号帧结构，此信号帧结构即为调制器输出信号S(t)的信号帧结构，其经过正交码w_R，调制的参考段信号(R₁，R₂，...，R_N)与正交码w_I，调制的信息调制段信号(I₁，I₂，...，I_N)在时域上是重叠的，但在码域上它们则是正交的，参考信号和信息调制信号持续时间均为T。

如图6所示为基于正交码复用的宽带DCSK解调器的结构，包括乘法器a、乘法器b、乘法器c、积分器d、累加器e、判决器f。乘法器a和乘法器b分别将接收到的信号与同样长度并相互正交的Walsh码元相乘，并送入乘法器c对乘法器a和乘法器b的输出相乘，积分长度为T_c的积分器d对乘法器c的输出进行积分，再将积分结果送入到累加器e中，直至将信号R(t)与N阶Walsh码发生器的N个码元相乘完成上述处理，累加器输出N次累加的结果Z，判决器f对结果Z进行判断，如果累加结果大于0，则判决输出“0”，否则判决输出“1”。

解调器的具体实施过程如下：解调器接收到信号R(t)后，将R(t)分别送入到乘法器a和乘法器b，在乘法器a中，接收到的长度为T_c的信号R(t)与同样长度的Walsh码元w_R，1相乘，然后送入到乘法器c；在乘法器b中，接收到的长度为T_c的信号R(t)与同样长度的Walsh码元w_I，1相乘，然后送入到乘法器c；在乘法器c中，将乘法器a和b的输出信号相乘，结果送入到积分长度为T_c的积分器d中完成积分，再将积分结果送入到累加器e中。后续进入的第二段长度为T_c的信号，在乘法器a中，与同样长度的Walsh码元w_R，2相乘，然后送入到乘法器c；在乘法器b中，与同样长度的Walsh码元w_I，2相乘，然后送入到乘法器c；在乘法器c中，将乘法器a和b当前输出的信号相乘，结果送入到积分长度为T_c的积分器中完成积分，再将积分结果送入到累加器e中进行累加。以此类推，经过N次相同的操作，累加器输出N次累加的结果Z，在判决器f中进行判断，如果累加结果大于0，则判决输出“0”，否则判决输出“1”。

以下我们基于计算机仿真过程，进一步阐述本发明的实施方法。假如，混沌载波采用离散的Logistic映射产生，信号的采样频率为f_s＝1000次/秒，比特的持续时间为T＝0.04秒，则等效的扩频因子定义为β＝T×f_s＝40。正交码为2阶的Walsh码，即w＝[+1，+1；+1，-1]，w_R，＝[+1，+1]，w_I，＝[+1，-1]，码持续时间为T，码元周期为T_c＝T/2，码元周期内等效的信号样点数为ρ＝20。产生混沌载波的过程如下(Logistic映射方程为k＝0，...，i，...)

给定初始值x(0)，混沌载波发生器根据初始值，通过如下迭代式，得到长度为β(扩频因子)的混沌载波序列x(i+1)＝1-2×x²(i)，i＝0，...，i，...，β-1，

调制器根据以上产生的混沌载波，采用如图4所示的调制器完成调制，根据以下公式获得调制信号s(t)，

$s\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{w}_{R,k+1}c(t-k{T}_c)+b\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{w}_{I,k+1}c(t-k{T}_c),$T_s＝NT_c

上式中w_R，k+1和w_I，k+1k＝0，1，...，N-1分别表示不同Walsh码发生器产生的正交码，T_s＝NT_c为每比特信号的持续时间，T为混沌载波的持续时间，c(t)为混沌载波，b∈[-1，+1]为信息符号。k＝0时，混沌载波c(t)分别与正交码元w_R，1相乘，同时，混沌载波c(t)与正交码元w_I，1和信息符号b相乘，加法器再将上面两个乘积相加并输出；k＝1时，混沌载波首先延时T_c，然后进行类似的操作，经过N-1个延时和类似的操作，最终输出完成的调制信号s(t)。

在接收端，解调过程如下：

采用如图6所示的解调器调用如下公式，计算判决统计量

$Z=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{\int }_{{\mathrm{kT}}_c}^{(k+1)T_c}\left(w_{R,k+1}\tilde{r}(t-{\mathrm{kT}}_c)\right)\left(w_{I,k+1}\tilde{r}(t-k{T}_c)\right)\mathrm{dt}$

上式中，表示进入解调器中的接收信号，w_R，k+1和w_I，k+1k＝0，1，...，N-1分别为与调制端相同的正交码，根据上式，解调过程如下：当k＝0时，码元w_R，1与接收信号的前T段相乘，同时，码元w_I，1与接收信号的前T段相乘，相乘后得到的这两个结果再相乘，然后进行积分时间长度为T的积分；k＝2时，进行类似的操作；经过N步计算得到N个积分结果，然后将这N个积分结果累加得到判决统计量Z。

根据如下判决规则对判决统计量完成判决

基于正交码复用的差分混沌移位键控调制解调方法在加性高斯白噪声信道(AWGN)误比特率性能如图7和8所示。在多经瑞利(Rayleigh)衰落信道下的误比特率性能如同9和10所示。作为比较，图中同时给出了常规宽带DCSK在相同条件下的误比特率性能。图中CS-DCSK表示正交码复用差分混沌移位键控调制，DCSK表示传统的DCSK调制，SF表示扩频因子。可以观察到在这几个扩频因子条件下，正交码复用宽带DCSK与常规宽带DCSK具有相当的性能。