一种克服弱散射的多天线码本选择调制方法

摘要

本发明提供了一种克服弱散射的多天线码本选择调制方法，该方法通过设计了新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合获得更大的分集增益。在本发明通过设计了更高阶数的调制分集与空间交织器的设计方案，以获得更大的分集增益。另外，为了获得更大的空间分集增益，本发明设定了发射天线根数Nt等于旋转调制维数D。这样可以通过空间交织技术将D维旋转后的各维信号均匀分散到各个天线上，使得各维信号经过不同的衰落，实现空间分集增益利用理想信道估计的信道值对发射端的数据做预编码处理。

说明书

技术领域

本发明涉及一种数字通信系统中的调制方法，特别是一种适用于弱散射强相关的信道条件下，通过新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合，使得信道编码增益与时间分集、空间分集和调制分集有效结合联合优化的调制方法，是一种高效、高频谱利用率的基于码本预编码的MIMO系统下的调制方法，属于通信技术领域。

背景技术

随着蜂窝移动通信，因特网和多媒体业务的发展，世界范围内无线通信的容量需求在迅速增长，另一方面，可利用的无线频谱是有限的。如果通信频谱的利用率没有得到显著提高，就不能满足通信容量的需要。在单天线链路系统中，采用先进的信道编码(如Turbo码和低密度校验码)，可以接近香农信道容量，通过增加发射端和接收端的天线数量，可以进一步显著提高频谱利用率。

多输入多输出MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put)系统，该技术最早是由Marconi于1908年提出的，它利用多天线来抑制信道衰落。根据收发两端天线数量，相对于普通的单输入单输出SISO(Single-Input Single-Output)系统，MIMO的信道容量随着天线数量的增大而线性增大。也就是说可以利用MIMO信道成倍地提高无线信道容量，在不增加带宽和天线发送功率的情况下，频谱利用率可以成倍地提高。

预编码技术是LTE(Long Term Evolution，长期演进)里下行MIMO空间复用中的一项重要技术，空间复用本身可以成倍的提高系统的谱效率，但属于干扰受限系统，所以需要在发射端采用预编码技术来降低天线间，用户间的干扰，从而进一步提高用户和系统的吞吐量。常用的预编码技术分为两类，一类是非码本预编码，一类是基本码本预编码方式。

在非码本的预编码方式中，预编码矩阵在发射端获得。发射端利用预测的信道状态信息，进行预编码矩阵的计算，常见的有奇异值分解，均匀信道分集等。基于码本的预编码系统，在闭环系统中预编码矩阵在接收端获得。接收端利用预测信道状态信息，在预定的码本中进行预编码矩阵的选择，并将选定的预编码矩阵的序号反馈给发射端；在开环TDD系统中，可以利用信道的的互异性，发射端根据上行导频获得下行信道的估计信道响应，进而选择用于下行通信的预编码码本。

在衰落信道中，分集显得尤为重要。在最佳分集情况下，错误概率会随着平均信噪比的增加呈指数下降。比特交织编码调制技术(BICM)是目前被3GPP和3GPP LTE采用的在衰落信道里比特交织编码调制技术。在BICM情况下，虽然比特交织调制增大了编码调制的时间分集度，然而由于没有用到调制分集，因此其抗衰落抗干扰的性能有限。如何解决这个问题。成为业界人士比较关注的热点。

发明内容

本发明的发明目的在于解决现有技术中存在的问题，提供一种高效、高频谱利用率的基于码本预编码的MIMO系统下的调制方法，该方法适用于弱散射强相关的信道条件下，通过新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合，将信道编码增益与时间分集、空间分集和调制分集有效结合联合优化，从而减低传输差错率，提高传输可靠性。

本发明的发明目的是通过下述技术方案予以实现的：

一种克服弱散射的多天线码本选择调制方法，其特征在于：该方法包括以下几个操作步骤：

(1)系统通过发送导频信号获得系统下行信道的等效信道响应，根据该等效信道响应选取预编码矩阵，并使发射端获得预编码矩阵检索；

(2)发射端根据每根天线上的编码码率R和码长N的要求，确定每根天线上的信息比特长度K，并对其做编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的同相分量和正交分量进行D维旋转调制处理，然后对旋转调制后的数据块符号进行存储；

(3)对其全部Nt根发射天线上的I、Q路信号分别做空间分层交织处理；

(4)发射端根据步骤(1)中所得到的预编码矩阵检索来选择预编码矩阵，对空间分层交织处理后的符号块矢量进行预编码操作，并对其做存储处理；

(5)接收端收到数据后，根据步骤(1)中的等效信道响应对接收端的数据做预解码处理；

(6)接收端先对Nr根接收天线上预解码后的数据做空间I、Q路分别做空间分层解交织处理，再对每根天线上的数据做旋转解调和译码运算，得到所需的数据比特信息。

所述步骤(3)还包括所述发射天线根数Nt与旋转调制维数D相等。

所述步骤(1)进一步包括下述操作步骤：

(11a)发射端发射导频信号，接收端根据接收到的导频信号得到信道响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv；

(12a)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵从而得到接收端第m根天线MMSE处理后信号其中，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数；

(13a)根据(12a)中得到的接收端第m根天线MMSE处理后的信号r_m，计算得到接收端每个子载波信号在第m根天线上的信号干扰噪声比：$>{\mathrm{SINR}}_m=\frac{{\left|\right|a_{\mathrm{mm}}\left|\right|}^2}{\underset{i\ne m}{\overset{N_T}{\Sigma }}{\left|\right|a_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2+\left(\underset{i}{\overset{N_R}{\Sigma }}{\left|\right|b_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2\right)*{\sigma }^2};$>

(14a)根据每个子载波位置的信干比SINR_im，SINR_im表示的是第m根天线上选择第i个码本时对应的信干比，计算预编码矩阵v，i表示码本序列号；

(15a)根据预编码矩阵v生成码本检索，并返回给发射端。

所述步骤(3)进一步包括下述操作步骤：

(31)发射端对全部Nt根发送天线上的I路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的I路旋转调制符号为空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为则式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发射天线上发送的总符号数，代表向下取整，mod代表取余操作；

(32)发射端对全部Nt根发送天线上的Q路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上Q路旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的I路旋转调制符号为空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为则式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发送天线上发送的总符号数，代表向下取整，mod代表取余操作；

(33)将交织后的信号重新组合得到信号自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发送天线上发送的总符号数；记全部Nt根发送天线上的符号块矢量为X＝{x₁，…x_i，...x_Nt}^T，式中，x_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]。

所述步骤(2)进一步包括下述操作步骤：

(21)根据公式K＝N×R计算出每根天线上的比特数；

(22)对每根天线上的K比特信息进行编码调制；

(23)对调制符号进行D维旋转调制处理：设旋转矩阵为RM，旋转调制之后的信号向量x＝(x₁，x₂，…，x_G)，满足x＝u×RM；其中，x是旋转调制后的信号向量，包含G个信号，u是旋转前的信号向量；

(24)分别对旋转调制后的各个符号块矢量进行存储。

所述步骤(4)进一步包括下述操作内容：

(41)假设步骤(3)空间分层交织处理后的全部Nt根发送天线上的符号块矢量为X＝{x₁，…x_i，...x_Nt}^T，式中，x_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]；

(42)根据步骤(1)中得到码本检索选择出对应的码本作为预编码矩阵V，然后将V与符号块矢量X相乘得到经过预编码处理生成的、与符号块矢量X的长度相同的符号块矢量Z：Z＝vX＝{Z₁，…Z_i，...，Z_Nt}^T，式中，Z_i是每根天线上经过预编码处理的符号块矢量。

所述步骤(5)进一步包括下述操作步骤：

(51)假设接收端的全部Nr根接收天线上接收到的符号块矢量为y＝{y₁，…y_i，...，y_Nr}^T，式中，y_i是每根接收天线上接收到的符号块矢量，自然数i是接收天线序号，其取值范围是：[1，Nr]；

(52)将得到的符号块矢量y＝{y₁，…y_i，...，y_Nr}^T通过预解码计算得到预解码处理后的信号。

所述步骤(52)中的预解码计算过程如下：

(521)接收端根据接收到的导频信号得到信道响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv；

(522)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵从而得到接收端第m根天线MMSE处理后信号其中，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数；

(523)对MMSE处理后的信号r_m进行相位补偿乘以使得输出信号具有如下形式：

$>r_m=\left|a_{\mathrm{mm}}\right|x_m+\frac{a_{\mathrm{mm}}^{*}}{\left|a_{\mathrm{mm}}\right|}(a_{m1}{x}_1+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_r}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{m{N}_R}).$>

所述步骤(6)进一步包括下述操作步骤：

(61)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码处理后的信号的I、Q路分别做空间解交织处理：接收天线上符号块矢量的实部和虚部分别进行重新排列，重新排列的原则：设重排前的第i根接收天线上的符号块矢量为则重排后的第k根接收天线上实部虚部信号满足下述公式：式中，mod代表取余操作；表示向下取余的操作；表示解交织后的实部信号，表示解交织后的虚部信号；

(62)对每根天线上的符号采用最大似然解调方式进行旋转解调处理；以经过衰落信道后的旋转星座图为解调参考星座图，通过计算接收到的数据符号中的每个符号与其参考星座图中个星座点的欧式距离，分别得到映射成为每个符号的各个比特的对数似然比，用于译码；

(63)将每根天线上的数据块符号还原成为码长为N的比特信息，再进行译码操作；根据编码方式选择相对应的译码方式将每根天线上的每组用户数据块符号还原成K个比特的信息比特。

本发明的有益效果是：该多天线码本选择调制方法通过新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合，将信道编码增益与时间分集、空间分集和调制分集有效结合联合优化，从而减低传输差错率，提高传输可靠性。

附图说明

图1为本发明用于MIMO系统的多天线码本选择调制方法流程图；

图2(a)、(b)分别为旋转调制前后星座图的比较；

图3(a)、(b)分别为对角空间分层交织前后传输矩阵的比较图；

图4为本发明中的解调星座图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步描述。

本发明是一种基于MIMO系统的旋转调制方法，该方法适用于弱散射强相关的信道条件下，通过新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合，将信道编码增益与时间分集、空间分集和调制分集有效结合联合优化，从而减低传输差错率，提高传输可靠性。

参见图1，介绍本发明用于MIMO系统的多天线码本选择调制方法，该方法包括以下几个操作步骤：

(1)系统通过发送导频信号获得系统下行信道的等效信道响应，根据该等效信道响应选取预编码矩阵，并使发射端获得预编码矩阵检索(PMI)；

(2)发射端根据每根天线上的编码码率R和码长N的要求，确定每根天线上的信息比特长度K，并对其做编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的同相分量和正交分量进行D维旋转调制处理，然后对旋转调制后的数据块符号进行存储；

(3)对其全部Nt根发射天线上的I、Q路信号分别做空间分层交织处理；

这里，所述步骤(3)中的发射天线根数Nt以及步骤(2)中旋转调制的维数D可以任意设置。但是，如果要实现发射天线与旋转调制的满分集增益，从而获得最大化的分集增益，应当设置所述发射天线根数Nt与旋转调制维数D相等。比如对于2*2系统，我们采用二维旋转调制；对于4*4系统，我们采用4维旋转调制；更高阶同理可知。这样可以通过空间交织技术将D维旋转后的各维信号均匀分散到各个天线上。

(4)发射端根据步骤(1)中所得到的预编码矩阵检索(PMI)来选择预编码矩阵，对空间分层交织处理后的符号块矢量进行预编码操作，并对其做存储处理；

(5)接收端收到数据后，根据步骤(1)中的等效信道响应对接收端的数据做预解码处理；

(6)接收端先对Nr根接收天线上预解码后的数据做空间I、Q路分别做空间分层解交织处理，再对每根天线上的数据做旋转解调和译码运算，得到所需的数据比特信息。

基于上述调制方案的本发明用于MIMO系统的多天线码本选择调制方法，其设计要点在于：通过旋转调制技术与空间时间交织器的使用使得信号在天线间尽量均匀的分布，基于这一特点，本发明在步骤(1)中设计了新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合获得更大的分集增益。MIMO技术和旋转调制技术的优点，旋转调制星座图引入信号分集增益，空间交织器使得发送后的符号在传输过程中产生的同相分量(I路)和正交分量(Q路)的彼此独立传输，尽量消除发送信号I路和Q路衰落系数的相关性，调制分集与空间交织器的结合是取得分集增益的关键所在，在本发明中设计了更高阶数的调制分集与空间交织器的设计方案，以获得更大的分集增益。另外，为了获得更大的空间分集增益，本发明在步骤3中设计了与多维旋转调结合使用的空间分层交织器，尤其在调制维数与发射天线数相等的情形下，可以将分集增益最大化。比如对于2*2系统，我们采用二维旋转调制；对于4*4系统，我们采用4维旋转调制；更高阶同理可知。这样可以通过空间交织技术将D维旋转后的各维信号均匀分散到各个天线上，使得各维信号经过不同的衰落，实现空间分集增益利用理想信道估计的信道值对发射端的数据做预编码处理。

本发明的步骤(1)中，系统通过发送导频信号使发射端获得预编码矩阵检索的过程即可以在闭环系统中实现，也可以在开环TDD(Time Division Duplexing，时分双工)系统中实现。下面就具体给出本发明在这两种系统中通过发送导频信号使发射端获得预编码矩阵检索的流程步骤。

在闭环系统中，所述步骤(1)进一步包括下述操作步骤：

(11a)发射端发射导频信号，接收端根据接收到的导频信号得到信道响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv。

本发明实施例中采用协议36.211中规定的单用户双流信号码本集合：

$>V=\{\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ j& -j\end{array}\right)\}$>

(12a)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵从而得到接收端第m根天线MMSE(最小均方误差算法，Minimum Mean Squared Error)处理后信号其中，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数。

对于每个频域上的子载波，都可以计算出其检测系数矩阵接收信号为y＝Hvx+n，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，对接收到的信号y乘以检测矩阵得到r＝W^Hy＝Ax+Bn，是MMSE接收机处理后的信号。其中A＝W^HHv，B＝W^H，A是N_t*N_t维矩阵，a_mn∈A，B是N_t*N_r维矩阵，b_mn∈B。对于接收天线m上的每个子载波，MMSE处理后的信号为(1≤m≤N_T)：

$>r_m=a_{m1}{x}_1+a_{m2}{x}_2+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_T}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{m{N}_R}.$>

(13a)根据(12a)中得到的接收端第m根天线MMSE处理后的信号r_m，计算得到接收端每个子载波信号在第m根天线上的信号干扰噪声比：$>{\mathrm{SINR}}_m=\frac{{\left|\right|a_{\mathrm{mm}}\left|\right|}^2}{\underset{i\ne m}{\overset{N_T}{\Sigma }}{\left|\right|a_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2+\left(\underset{i}{\overset{N_R}{\Sigma }}{\left|\right|b_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2\right)*{\sigma }^2};$>

这里，为了方便说明，我们假设发射端每根天线上的发射功率是相等的，即不考虑功率分配对信干噪比的影响，从而计算得出上述信号干扰噪声比的计算公式。

(14a)根据每个子载波位置的信干比SINR_im，SINR_im表示的是第m根天线上选择第i个码本时对应的信干比，计算预编码矩阵v，i表示码本序列号。

这里，我们在选择预编码矩阵v采用最大化平均SINR准则：对于每一个子载波位置，都有Nt个信干比，将每跟天线上的信干比求和，即对应每一个码本都可以得到一个然后选择预编码矩阵v使得i表示码本序列号。也就使每一个子载波选择的码本要是该子载波位置各个天线上信号对应的信干比和最大。当然码本选择可以是每一个子载波对应一个码本，也可以某一组子载波对应一个码本，那么准则就是让该组内所有位置的子载波对应的信干比求和，选择使其和最大的作为预编码码本。

(15a)根据预编码矩阵v生成码本检索(PMI)，并返回给发射端。

在开环TDD系统中，所述步骤(1)进一步包括下述操作步骤：

(11b)接收端发射上行导频探测信号信号，从而在发射端获得上行信道估计响应H^*，然后根据信道互异性获得下行信道估计响应H(H^*的共轭转置)，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv。

(12b)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵从而得到接收端第m根天线MMSE(最小均方误差算法，Minimum Mean Squared Error)处理后信号其中，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数。

对于每个频域上的子载波，都可以计算出其检测系数矩阵接收信号为y＝Hvx+n，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，对接收到的信号y乘以检测矩阵得到r＝W^Hy＝Ax+Bn，是MMSE接收机处理后的信号。其中A＝W^HHv，B＝W^H，A是N_t*N_t维矩阵，a_mn∈A，B是N_t*N_r维矩阵，b_mn∈B。对于接收天线m上的每个子载波，MMSE处理后的信号为(1≤m≤N_T)：

$>r_m=a_{m1}{x}_1+a_{m2}{x}_2+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_T}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{m{N}_R}.$>

(13b)根据(12b)中得到的接收端第m根天线MMSE处理后的信号r_m，计算得到接收端每个子载波信号在第m根天线上的信号干扰噪声比：$>{\mathrm{SINR}}_m=\frac{{\left|\right|a_{\mathrm{mm}}\left|\right|}^2}{\underset{i\ne m}{\overset{N_T}{\Sigma }}{\left|\right|a_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2+\left(\underset{i}{\overset{N_R}{\Sigma }}{\left|\right|b_{\mathrm{mi}}\left|\right|}^2\right)*{\sigma }^2};$>

(14b)根据每个子载波位置的信干比SINR_im，SINR_im表示的是第m根天线上选择第i个码本时对应的信干比，计算预编码矩阵v，i表示码本序列号。

这里，我们在选择预编码矩阵v采用最大化平均SINR准则：对于每一个子载波位置，都有Nt个信干比，将每跟天线上的信干比求和，即对应每一个码本都可以得到一个然后选择预编码矩阵v使得i表示码本序列号。也就使每一个子载波选择的码本要是该子载波位置各个天线上信号对应的信干比和最大。当然码本选择可以是每一个子载波对应一个码本，也可以某一组子载波对应一个码本，那么准则就是让该组内所有位置的子载波对应的信干比求和，选择使其和最大的作为预编码码本。

(15b)发射端根据预编码矩阵v生成码本检索(PMI)，并将其保存。

所述步骤(2)进一步包括下述操作步骤：

(21)根据公式K＝N×R计算出每根天线上的比特数；

本发明的实施例中，N＝2304，R＝8/9，因此每根天线上的比特数K＝2048；

(22)对每根天线上的K比特信息进行编码调制；

本发明的实施例中，采用Turbo码编码方式，四相移相键控QPSK调制方式对K个比特做编码调制，调制后的符号数为Ns＝1024；

(23)对调制符号进行D维旋转调制处理：设旋转矩阵为RM，旋转调制之后的信号向量x＝(x₁，x₂，…，x_G)，满足x＝u×RM；其中，x是旋转调制后的信号向量，包含G个信号，u是旋转前的信号向量；

以二维旋转调制为例，θ是设定的旋转角度，取值范围为设二维旋转调制处理前的一个调制符号为u_i＝A+Bj，其中，A叫做u_i的同相分量，B叫做u_i的正交分量；经过二维旋转调制处理后的符号为x_i＝X+Yj，则即是

对于四维旋转调制，一个四维调制符号是由相邻的两个调制符号的同相和正交分量构成的，即一次旋转调制处理了两个相邻调制符号的同相分量和正交分量四个分量；故设四维旋转调制处理前的两个调制符号为A+Bj和C+Dj，经过四维旋转调制后的这两个调制符号对应的值变为X+Yj和Z+Wj，则$>\left(\begin{array}{c}X\\ Y\\ Z\\ W\end{array}\right)=\mathrm{RM}\times \left(\begin{array}{c}A\\ B\\ C\\ D\end{array}\right),$>其中$>\mathrm{RM}=\left(\begin{array}{cccc}\cos {\theta }_1\cos {\theta }_2& \sin {\theta }_1\cos {\theta }_2& \cos {\theta }_1\sin {\theta }_2& \sin {\theta }_1\sin {\theta }_2\\ -\sin {\theta }_1\cos {\theta }_2& \cos {\theta }_1\cos {\theta }_2& -\sin {\theta }_1\sin {\theta }_2& \cos {\theta }_1\sin {\theta }_2\\ -\cos {\theta }_1\sin {\theta }_2& -\sin {\theta }_1\sin {\theta }_2& \cos {\theta }_1\cos {\theta }_2& \sin {\theta }_1\cos {\theta }_2\\ \sin {\theta }_1\sin {\theta }_2& -\cos {\theta }_1\sin {\theta }_2& -\sin {\theta }_1\cos {\theta }_2& \cos {\theta }_1\cos {\theta }_2\end{array}\right)$>θ₁和θ₂是设定的旋转角度，取值范围均为

参见图2，以四相移相键控QPSK调制为例，介绍旋转调制前后星座图的比较；因为QPSK是将每2个比特映射为1个符号，共有4种可能的比特组合和对应的符号值，如图2(a)所示的普通调制情况下格雷映射星座图，其中A、B分别为各星座点在实部与虚部上的投影，其数值分别为图2(b)为图2(a)经过θ度旋转调制后形成的星座图，X、Y值分别为旋转调制后各星座点再实部与虚部上的投影，通过旋转调制运算后，X、Y值所确定的星座点的数值等价于图2(a)顺时针旋转θ度。

本发明的实施例中，二维旋转QPSK调制的θ取值为假设旋转调制前的符号为A+Bj，旋转调制后的符号为X+Yj，那么根据能够得到旋转调制后的符号；采用16QAM的θ取值为采用64QAM的θ取值为四维旋转QPSK调制16QAM调制64QAM调制

从而能够得到如下旋转调制矩阵：

(24)分别对旋转调制后的各个符号块矢量进行存储。

所述步骤(3)进一步包括下述操作步骤：

(31)发射端对全部Nt根发送天线上的I路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的I路旋转调制符号为空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为则式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发射天线上发送的总符号数，代表向下取整，mod代表取余操作；

(32)发射端对全部Nt根发送天线上的Q路符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上Q路旋转调制后的信号符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的I路旋转调制符号为空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为则式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发送天线上发送的总符号数，代表向下取整，mod代表取余操作；

(33)将交织后的信号重新组合得到信号自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，G，G是每根发送天线上发送的总符号数；记全部Nt根发送天线上的符号块矢量为X＝{x₁，…x_i，...x_Nt}^T，式中，x_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]。

如前所述，为了实现发射天线与旋转调制的满分集增益，我们可以设置所述发射天线根数Nt与旋转调制维数D相等。对于这点前面已有提及，在此不再敖述。

本发明的实施例中，参照图3，以4天线发射4维旋转调制为例，介绍高阶旋转调制与空间交织结合使用。四维旋转调制中，一次旋转调制处理了两个相邻调制符号的同相分量和正交分量四个分量，所以空间交织后的效果就是将这四个分量分散到4根天线上，各个分量经历不同的信道衰落。按照上述公式，I路重排公式变为：Q路重排公式变为：重排前，每个时刻各根天线上的数据的I，Q路信息首先都是按照复用的结构排列在各跟天线上，如图3(a)所示，为了方便说明空间交织的效果，我们用(I_ij，Q_ij)表示同相分量和正交分量，i表示天线位置，j表示时刻序列，比如I₀₀表示第一根天线上的第一个时刻的I路信号；交织后的效果就如图3(b)所示，一个四维旋转调制的各个分量通过交织后，分别处于四根天线上。这样，对于多维调制信号，如果旋转调制维数与对应发射天线数相等，那么D维旋转信号的所有分量将被打散分布到各个天线上。

所述步骤(4)进一步包括下述操作内容：

(41)假设步骤(3)空间分层交织处理后的全部Nt根发送天线上的符号块矢量为X＝{x₁，…x_i，...x_Nt}^T，式中，x_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]；

(42)根据步骤(1)中得到码本检索选择出对应的码本作为预编码矩阵V，然后将V与符号块矢量X相乘得到经过预编码处理生成的、与符号块矢量X的长度相同的符号块矢量Z：Z＝vX＝{Z₁，…Z_i，...，Z_Nt}^T，式中，Z_i是每根天线上经过预编码处理的符号块矢量。

所述步骤(5)进一步包括下述操作步骤：

(51)假设接收端的全部Nr根接收天线上接收到的符号块矢量为y＝{y₁，…y_i，...，y_Nr}^T，式中，y_i是每根接收天线上接收到的符号块矢量，自然数i是接收天线序号，其取值范围是：[1，Nr]；

(52)将得到的符号块矢量y＝{y₁，…y_i，...，y_Nr}^T通过预解码计算得到预解码处理后的信号。

所述步骤(52)中的预解码计算过程如下：

(521)接收端根据接收到的导频信号得到信道响应H，并根据码本集合V得到等效信道响应Hv。

本发明实施例中采用协议36.211中规定的单用户双流信号码本集合：

$>V=\{\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ 0& 1\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ 1& -1\end{array}\right),\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& 1\\ j& -j\end{array}\right)\}$>

(522)根据等效信道响应Hv计算检测系数矩阵从而得到接收端第m根天线MMSE处理后信号其中，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，a_mn∈A，A＝W^HHv，A是N_t*N_t维矩阵，b_mn∈B，B＝W^H，B是N_t*N_r维矩阵，所述N_t为发射天线的根数，N_r为接收天线的根数。

对于每个频域上的子载波，都可以计算出其检测系数矩阵接收信号为y＝Hvx+n，x为信号矢量，n为零均值高斯随机变量，方差为σ²，对接收到的信号y乘以检测矩阵得到r＝W^Hy＝Ax+Bn，是MMSE接收机处理后的信号。其中A＝W^HHv，B＝W^H，A是N_t*N_t维矩阵，a_mn∈A，B是N_t*N_r维矩阵，b_mn∈B。对于接收天线m上的每个子载波，MMSE处理后的信号为(1≤m≤N_r)：

$>r_m=a_{m1}{x}_1+...a_{\mathrm{mm}}{x}_m+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_r}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{m{N}_R}.$>

(523)对MMSE处理后的信号r_m进行相位补偿乘以使得输出信号具有如下形式：

$>r_m=\left|a_{\mathrm{mm}}\right|x_m+\frac{a_{\mathrm{mm}}^{*}}{\left|a_{\mathrm{mm}}\right|}(a_{m1}{x}_1+...+a_{m{N}_T}{x}_{N_r}+b_{m1}{n}_1+b_{m2}{n}_2+...b_{m{N}_R}{n}_{m{N}_R})$>

此步骤中，将每一跟天线上每一个子载波的信号r_m对应的|a_mm|记录为λ_m输出，得到λ_i是每根发射天线上长度为G的符号块矢量，同时将跟着输出信号r＝{r₁…r_i…r_Nr}一起经历经历接下来的各种反交织操作，直至进入解调器为止。

所述步骤(6)进一步包括下述操作步骤：

(61)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码处理后的信号的I、Q路分别做空间解交织处理：接收天线上符号块矢量的实部和虚部分别进行重新排列，重新排列的原则：设重排前的第i根接收天线上的符号块矢量为则重排后的第k根接收天线上实部虚部信号满足下述公式：式中，mod代表取余操作；表示向下取余的操作；表示解交织后的实部信号，表示解交织后的虚部信号。

(62)对每根天线上的符号采用最大似然解调方式进行旋转解调处理；以经过衰落信道后的旋转星座图为解调参考星座图，通过计算接收到的数据符号中的每个符号与其参考星座图中个星座点的欧式距离，分别得到映射成为每个符号的各个比特的对数似然比，用于译码；

(63)将每根天线上的数据块符号还原成为码长为N的比特信息，再进行译码操作；根据编码方式选择相对应的译码方式将每根天线上的每组用户数据块符号还原成K个比特的信息比特。

参见图4，介绍使用旋转调制星座图以及经过衰落信道后形成的星座图及其解调的方式，图中每根接收天线上接收的I路和Q路的信号都分别受到衰落信道影响而产生不同的幅度畸变。设I路和Q路的衰落幅度系数分别为|λ_I|和|λ_Q|，其中|λ_I|或|λ_Q|分别是步骤(42)中λ经过各种解交织器后得到的对应信号实部和虚部的衰落系数；其解调的方式是：先计算接收点到各个星座点的距离，即图中所示的d₁～d₄，再计算该符号对应的每位比特的对数似然比。以第一个比特为例，根据该星座图，四个星座点中第1位为0的比特组合为00和01，其对应的距离是d₁和d₄，第1位为1的比特组合为10和11，其对应的距离是d₂和d₃；从而得到该比特的对数似然比为：

本发明的实施例中，将每根天线上的数据块符号还原成码长为2304的比特信息；选择Log-MAP算法译码，当码率为8/9，还原出每根天线上长度分别为2048的信息比特，全部流程结束。

综上所述，本发明提供了适用于弱散射强相关的信道条件下，通过新的码本选取准则使多天线码本预编码与旋转调制方案的结合，使得信道编码增益与时间分集、空间分集和调制分集有效结合联合优化的调制方法。本领域一般技术人员在此设计思想之下，所做任何不具有创造性的改造均应视为在本发明的保护范围之内。