光信号发射器和控制偏振复用光信号的方法

摘要

本发明提供光信号发射器和控制偏振复用光信号的方法。光信号发射器包括：第一外部调制器，其产生第一调制后光信号，该第一外部调制器包括一对光路径、和用于为所述一对光路径提供相位差的第一移相器；第二外部调制器，其产生第二调制后光信号，该第二外部调制器包括一对光路径、和用于为所述一对光路径提供相位差的第二移相器；合并器，其通过合并所述第一调制后光信号和所述第二调制后光信号，来产生偏振复用光信号；相位控制器，其将所述第一移相器形成的相位差控制为A-Δφ，并将所述第二移相器形成的相位差控制为A+Δφ；以及功率控制器，其基于所述偏振复用光信号的AC分量，控制所述第一外部调制器和所述第二外部调制器中的至少一个。

说明书

技术领域

本发明涉及一种光信号发射器和控制偏振复用光信号的方法。本发明例如可以应用于偏振复用传输系统中使用的光信号发射器。

背景技术

对具有超过40Gbit/s(例如100Gbit/s)的速度的超高速传输系统的已经需求迅速增长。因此，正在进行研发来实际实现采用已经应用于无线系统的多级调制方案(例如，采用四级相位调制的QPSK调制)的光传输系统。但是，随着传输信号速度变高，解决与电信号电路的可行性(feasibility)有关的问题、以及与光传输信号的衰减(由于光滤波器导致的传输信号光谱衰减、以及由于色散和光噪声的积累而导致的信号衰减)有关的问题变得更加困难。

作为解决这些问题的一种技术，光偏振复用吸引了很多关注。偏振复用的光信号例如由图1A中例示的光信号发射器产生。该光信号发射器具有光源(LD)、一对调制器、以及偏振光束合并器(PBC)。从光源输出的连续波光被分束并引导到这一对调制器。一对调制器分别用对应的数据信号来调制连续波光，并且产生一对经调制的光信号。偏振光束合并器通过合并这一对调制后光信号，产生图1B中例示的偏振复用的光信号对。换句话说，在偏振复用中，使用具有相同波长并且彼此正交的两个偏振波(X偏振和Y偏振)发射两个数据流。

因此，在偏振复用中，数据速度变为一半，实现了电信号产生电路的特性的提高，并且降低电路的成本、大小和功耗。另外，因为由于诸如光传输路径上的色散的质量退化因素造成的影响减小，所以光传输系统整体的特性提高。日本特开昭62-24731号公报、日本特开2002-344426号公报、日本特开2008-172799号公报描述了一种使用偏振复用的传输系统。另外，作为现有技术，已经提出了日本特开2009-63835号公报和日本特开2008-172714号公报中描述的结构。

然而，在产生偏振复用光信号的光信号发射器中，针对每个偏振设置调制器，如图1A所例示。为此，由于诸如调制器之间的特性(例如LN调制器的损耗)和光分束器和/或光合并器的特性的制造变化的因素，在偏振复用的输出信号的偏振之间可能产生光功率的差。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种光信号发射器，该光信号发射器以良好的发射特性来发射偏振复用光信号。

根据本发明的一个方面，一种光信号发射器包括：第一外部调制器，其被构成为产生第一调制后光信号，该第一外部调制器包括一对光路径、和用于为所述一对光路径提供相位差的第一移相器；第二外部调制器，其被构成为产生第二调制后光信号，该第二外部调制器包括一对光路径、和用于为所述一对光路径提供相位差的第二移相器；合并器，其被构成为通过合并所述第一调制后光信号和所述第二调制后光信号，产生偏振复用的光信号；相位控制器，其被构成为当所述第一外部调制器和所述第二外部调制器分别由第一控制数据信号和第二控制数据信号驱动时，将所述第一移相器形成的相位差控制为A-Δφ并将所述第二移相器形成的相位差控制为A+Δφ；以及功率控制器，其被构成为当所述第一外部调制器和所述第二外部调制器分别由所述第一控制数据信号和所述第二控制数据信号驱动时，基于所述偏振复用光信号的AC分量来控制所述第一外部调制器和所述第二外部调制器中的至少一个。所述第一控制数据信号的数据模式与所述第二控制数据信号相同。所述第一控制数据信号的数据模式可以是所述第二控制数据信号的反相模式。

根据本发明的另一方面，一种光信号发射器包括：第一光源；第一外部调制器，其被构成为通过调制由所述第一光源产生的光信号而产生第一调制后光信号，该第一外部调制器包括一对光路径、和用于为所述一对光路径提供相位差的第一移相器；第二光源；第二外部调制器，其被构成为通过调制由所述第二光源产生的光信号而产生第二调制后光信号，该第二外部调制器包括一对光路径、和用于为所述一对光路径提供相位差的第二移相器；合并器，其被构成为通过合并所述第一调制后光信号和所述第二调制后光信号，产生偏振复用的光信号；相位控制器，其被构成为当所述第一外部调制器和所述第二外部调制器分别由第一控制数据信号和第二控制数据信号驱动时，将所述第一移相器形成的相位差控制为A-Δφ并将所述第二移相器形成的相位差控制为A+Δφ；以及功率控制器，其被构成为当所述第一外部调制器和所述第二外部调制器分别由所述第一控制数据信号和所述第二控制数据信号驱动时，基于所述偏振复用光信号的AC分量来控制所述第一光源和所述第二光源中的至少一个。所述第一控制数据信号的数据模式与所述第二控制数据信号相同。所述第一控制数据信号的数据模式可以是所述第二控制数据信号的反相模式。

根据本发明的另一方面，将一种控制偏振复用光信号的方法用于光信号发射器中，所述光信号发射器包括：第一外部调制器，其具有一对光路径、和用于为所述一对光路径提供相位差的第一移相器，用于产生第一调制后光信号；第二外部调制器，其具有一对光路径、和用于为所述一对光路径提供相位差的第二移相器，用于产生第二调制后光信号；以及合并器，其通过合并所述第一调制后光信号和所述第二调制后光信号，来产生所述偏振复用光信号。所述方法包括以下步骤：将所述第一移相器形成的相位差控制为A-Δφ；将所述第二移相器形成的相位差控制为A+Δφ；产生第一控制数据信号和第二控制数据信号，分别作为所述第一外部调制器和所述第二外部调制器的驱动信号；并且，基于当所述第一外部调制器和所述第二外部调制器分别由所述第一控制数据信号和所述第二控制数据信号驱动时所产生的偏振复用光信号的AC分量，来控制所述第一外部调制器和所述第二外部调制器中的至少一个。所述第一控制数据信号的数据模式与所述第二控制数据信号相同。所述第一控制数据信号的数据模式可以是所述第二控制数据信号的反相模式。

附图说明

图1A和图1B是例示偏振复用的图。

图2是例示根据实施方式的光信号发射器的结构的图。

图3是例示光信号发射器的第一实施方式的图。

图4是例示LN调制器的操作的图。

图5是例示第一实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果(Δφ＝90度)。

图6是例示第一实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果(Δφ＝45度)。

图7是例示第一实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果(随机数据输入)。

图8是例示光信号发射器的第二实施方式的图。

图9是例示第二实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果(Δφ＝90度)。

图10是例示第二实施方式中的功率差和监视信号之间的关系的模拟结果(Δφ＝45度)。

图11是例示光信号发射器的第三实施方式的图。

图12是例示光信号发射器的第四实施方式的图。

图13是例示在一对驱动数据彼此反相的情况下的LN调制器的输入和输出的图。

图14到图16是例示移相器的控制方法的图。

图17是例示进行在线控制的光信号发射器的结构的图。

图18是例示图17中例示的控制器的操作的流程图。

图19是例示根据另一实施方式的光信号发射器的结构的图。以及

图20是例示图19中例示的控制器的操作的流程图。

具体实施方式

图2例示根据实施方式的光信号发射器的结构。根据本实施方式的光信号发射器发射通过合并第一调制后光信号和第二调制后光信号而获得的偏振复用光信号。偏振复用光信号使用彼此正交的X偏振和Y偏振将数据携带到接收站。在此，如果X偏振的功率和Y偏振的功率彼此不同，则偏振复用光信号的特性退化。因此，在根据本实施方式的光信号发射器中，进行控制以降低(期望的是，最小化)X偏振和Y偏振之间的功率差。

光源(LD)1例如是激光二极管，产生具有特定频率的光信号。光信号例如是连续波(CW)。光信号例如由光分束器分束，并且被引导到调制器10和20。

在此示例中，调制器10和20是输出光的功率根据驱动电压周期地改变的调制器(例如马赫曾德(Mach-Zehnder)LN调制器)。调制器10具有一对光路径和向这一对光路径提供相位差的移相器11。调制器10通过根据数据X调制输入光信号而产生调制后光信号X。以相同方式，调制器20具有一对光路径和向这一对光路径提供相位差的移相器21。调制器20通过根据数据Y调制输入光信号而产生调制后光信号Y。

驱动器12产生代表数据X的驱动电压信号并且将该信号提供到调制器10。驱动器12产生代表数据Y的驱动电压信号并且将该信号提供到调制器20。同时，为了控制LN调制器的操作点(即偏置)，调制器10和20分别具有图中未例示的偏置电路。偏置电路例如是ABC(自动偏置控制)电路。例如，ABC电路施加低频电压信号到相应的LN调制器，并且基于来自调制器10和20的输出光中包含的低频分量而调节相应的LN调制器的操作点(即DC偏置电压)。

应注意，这里将LN调制器描述为光调制器的示例，但这不是限制。光调制器不限于LN调制器，并且可以是使用电光材料的调制器，例如，包括诸如InP的半导体材料的调制器。

光衰减器13和23分别调节调制后光信号X和Y的功率。光衰减器13和23不是必不可少的组成元件。另外，光衰减器13和23可以设置在调制器10和20的输入侧，或可以设置在调制器10和20之内，或可以设置在调制器10和20的输出侧。

在上述的结构中，可以将产生调制后光信号X的外部调制器构成为包括调制器10、驱动器12、附图中未例示的偏置电路、以及光衰减器13。类似地，可以将产生调制后光信号Y的外部调制器构成为包括调制器20、驱动器22、附图中未例示的偏置电路、以及光衰减器23。

偏振光束合并器(PBC)31通过对调制后光信号X和调制后光信号Y进行偏振复用来产生偏振复用光信号。在此，在偏振复用中，如图1B所例示，使用彼此正交的X偏振和Y偏振。使用X偏振传播调制后光信号X，并且使用Y偏振传播调制后光信号Y。

在以上描述的结构中，当光发射器发射数据时，对移相器11和21进行控制以产生根据调制方案而确定的相位。例如，在QPSK(包括DQPSK)中，将移相器11和21二者的相位φ均控制为π/2。同时，数据产生器40产生传输数据X和Y。当将传输数据X和Y分别作为数据X和Y提供到调制10和20时，产生调制后光信号X和Y，并输出承载调制后光信号X和Y的偏振复用光信号。

根据本实施方式的光信号发射器具有用于将控制X偏振和Y偏振之间的功率差控制为零或接近零的以下控制系统。光电检测器(PD)51将由光分束器分束的偏振复用光信号转换为电信号。AC分量提取装置52从由光电检测器51获得的电信号中提取AC分量(或去除DC分量)。低通滤波器53从电信号中去除数据X和Y的码元频率分量。AC分量功率检测器54检测已由低通滤波器53进行了滤波的电信号的AC分量功率，并且输出检测结果作为监视信号。控制器55根据代表偏振复用光信号的AC分量功率的监视信号来控制外部调制器(调制器、驱动器、偏置电路、光衰减器)中的至少一个。应注意，在图2例示的示例中，低通滤波器53设置在光电检测器51和AC分量功率检测器54之间，然而，可以设置相对于调制速度具有充分低波段的电路来代替低通滤波器53。

当调节X偏振和Y偏振的功率平衡时，控制数据产生器41产生控制数据X和Y。控制数据X的数据模式与控制数据Y的数据模式相同。将所产生的控制数据X和Y分别作为数据X和Y通过驱动器12和22提供到调制器10和20。换句话说，当调节功率平衡时，调制器10和20由相同的控制数据驱动。

另外，当调节X偏振和Y偏振之间的功率平衡时，相位控制器56将移相器11和21的相位分别控制为“A+Δφ”和“A-Δφ”。换句话说，将相位差“A-Δφ”提供到调制器10的一对光路径，将相位差“A+Δφ”提供到调制器20的一对光路径。在此，“A”是数据传输时的最优相位，例如对于QPSK或DQPSK是π/2。同时，“Δφ”是不同于零的任意相位。将移相器11和21的相位设置为使其相对于最优相位向彼此相反的方向移动相同量。相位控制器56可以设置在控制器55中或控制器55之外。

在上述的设置中，控制器55产生控制信号C1至C3中的一个或更多个以降低(优选为最小化)偏振复用光信号的AC分量功率。“降低AC分量功率”可以是将AC分量功率控制在指定阈值之下的操作。控制信号C1控制驱动器12和22产生的驱动电压的振幅。调制器10和20的输出功率取决于驱动电压。在大驱动振幅下输出功率高，并且在小驱动振幅下输出功率低。控制信号C2控制调制器10和20的偏置。调制器10和20的输出功率取决于控制偏置点的DC偏置电压。通常，当将偏置控制在最优点时，输出功率为最小。控制信号C3控制光衰减器13和23的衰减量。

在以上描述的设置中，当偏振复用光信号的AC分量功率得到最小化时，尽管其细节在稍后进行描述，但是偏振复用光信号中包含的X偏振和Y偏振之间的功率差得到最小化。因此，通过适当地产生控制信号C1至C3中的一个或更多个，使得X偏振和Y偏振之间的功率差最小化，改善了偏振复用光信号的特性。

如上所述，根据本实施方式的光信号发射器具有使用偏振复用光信号的AC分量功率来控制外部调制器的反馈系统，该反馈系统调节X偏振和Y偏振之间的功率平衡。换句话说，并不是分立地监视调制后光信号的X和Y的功率，而是通过监视从光发射器输出的偏振复用光信号来调节偏振之间的功率差。这使得能够基于实际输出的偏振复用光信号来优化X和Y偏振之间的功率平衡，而不依赖于分立地监视调制后光信号X和Y的功率的光电检测器的特性或者偏振光束合并器的特性的变化。

然而，在根据本实施方式的控制方法中，提供控制数据作为数据X和Y，并且移相器11和21的相位分别在最优相位之外。因此，该控制方法是在光信号发射器离线时(在系统启动、波长切换等时)进行的。接着，在数据传输期间，光信号发射器在通过上述的反馈控制而获得的状态(驱动电压、偏置或衰减量)下操作。此时，将移相器11和21的相位分别控制到最优相位。

图3是例示光信号发射器的第一实施方式的图。在本示例中，数据按NRZ-DQPSK方案发射。调制方案不限于QPSK/DQPSK，可以是其他QPSK调制方案或其他多级调制方案。例如，如美国专利申请No.2006/0127102中所公开的，光发射器可以是具有如下的光调制器的光发射器：该光调制器通过对数据信号进行滤波处理而将光相位作为向量改变。

在图3中，调制器10是马赫曾德DQPSK光调制器，并且在本示例中，具有LN调制器(内部调制器)10a和10b、以及移相器11。LN调制器10a和10b在本示例中是马赫曾德干涉仪。LN调制器10a设置在一对光路径(I臂和0臂)中的一个光路径中，并且LN调制器10b设置在这一对光路径中的另一个光路径中。移相器11在I臂和Q臂之间提供相位差π/2。移相器11例如可以用光路径长度(或折射率)根据电压或温度而改变的材料来实现。然而，当调节偏振之间的功率平衡时，将移相器11的相位由调节到π/2-Δφ。

驱动器12使用驱动信号数据I和数据Q来驱动LN调制器10a和10b。在此，驱动信号数据I和数据Q例如是通过用DQPSK编码器对数据X进行编码而产生的。另外，驱动器具有放大器，并且能够控制驱动信号数据I和数据Q的振幅。图3中例示的驱动器12被构成为输出差分信号，然而，驱动器12可以提供单个输出。

图4是例示LN调制器的操作的图。LN调制器的输出光的功率相对于驱动电压周期地改变。在此，驱动振幅是“2Vπ”，其中“Vπ”是半波长电压，这是使得LN调制器的输出光的功率从局部最小值改变到局部最大值的电压。因此，在图3中，当驱动信号数据I的振幅减小时，LN调制器10a的输出光信号的振幅变小，并且LN调制器10a的输出光的平均功率降低。类似地，当驱动信号数据Q的振幅减小时，LN调制器10b的输出光的平均功率降低。通过在驱动器12中设置的放大器的增益调节来控制驱动信号数据I和数据Q的振幅。如果使用具有固定增益的放大器，则可以通过调节放大器的输入信号振幅来获得类似效果。将LN调制器10a和10b的输出光的功率控制为彼此相同。

同时，当通过调节施加到LN调制器10a和10b的DC偏置电压来移动调制器的操作点时，LN调制器10a和10b的输出光的平均功率改变。换句话说，例如，在图4中，当调节了驱动信号的DC电压时，相应的输出光信号改变，并且输出光的平均功率改变。因此，可以通过调节施加到LN调制器10a和10b的DC偏置电压来控制输出光的功率。

调制器20的结构和操作基本上与调制器10的相同。调制器20具有LN调制器20a和20b以及移相器21。移相器21以与移相器11相同的方式在I臂和Q臂之间提供相位差π/2。然而，当调节偏置之间的功率平衡时，将移相器21的相位调节到π/2+Δφ。

如上所述地构成的光信号发射器使用偏振复用光信号来发射一对数据X和Y。根据数据X驱动调制器10，并且产生调制后光信号X。以相同方式，根据数据Y驱动调制器20，并且产生调制后光信号Y。将调制后光信号X和Y引导到偏振光束合并器31。接着，偏振光束合并器31通过对调制后光信号X和Y进行偏振复用而产生偏振复用光信号。通过光纤传输路径发射偏振复用光信号。

图3例示的光信号发射器具有参照图2描述的控制系统(光电检测器51、AC分量提取装置52、低通滤波器53、AC分量功率检测器54、控制器55)。光电检测器51例如是光电二极管，其将由光分束器分束的偏振复用光信号转换为电信号。

低通滤波器53从电信号去除数据X和Y的码元频率分量。例如，当数据X和Y的码元频率是20G码元/s时，低通滤波器53至少去除20GHz分量。AC分量提取装置52从电信号去除DC分量，并且提取AC分量。AC分量提取装置52例如由去除DC分量的电容器实现。请注意，对低通滤波器53和AC分量提取装置52的顺序没有具体限制。AC分量提取装置52可以设置在低通滤波器53的输入侧，或者，AC分量提取装置52可以设置在低通滤波器53的输出侧。

AC分量功率检测器54检测如上所述获得的电信号的功率，并且输出检测结果作为监视信号。因此，监视信号代表对应于偏振复用光信号的电信号的AC分量功率。AC分量功率检测器54可以由模拟电路实现，或者由进行数字操作的处理器实现。当AC分量功率检测器54由处理器实现时，可以由附图中未例示的A/D转换器将电信号转换为数字数据并且输入到AC分量功率检测器54。

控制器55产生控制信号C1至C3中的一个或更多个以最小化监视信号。控制信号C1提供到驱动器12和/或22。即，驱动调制器10的驱动信号的振幅和驱动调制器20的驱动信号的振幅由控制信号C1控制。控制信号C2提供到控制调制器10和/或20的偏置的偏置电路。即，驱动器10的偏置点和/或调制器20的偏置点由控制信号C2控制。控制信号C3提供到光衰减器13和/或23。即，光衰减器13的衰减量和/或光衰减器23的衰减量由控制信号C3控制。

在根据第一实施方式的光信号发射器中，使用如上所述的控制信号C1-C3中的一个或更多个进行反馈控制。换句话说，在第一实施方式中，通过控制驱动电压的振幅、调制器的偏置、以及光衰减器的衰减量中的一个或更多个，来控制X偏振和Y偏振之间的功率差。

在如上所述地构成的光信号发射器中，当调节X偏振和Y偏振的功率平衡时，如参照图2所述地设置以下状态。

(1)提供具有彼此相同的数据模式的控制数据X和Y作为数据X和Y。优选的是，将数据X和Y彼此同步并且在相同时刻输入到调制器10和20。然而，数据X和Y的输入时刻可以包含比一个码元时间短的误差。

(2)将移相器11和21的相位分别设置为“A-Δφ”和“A+Δφ”。在本示例中，由于调制方案是DQPSK，所以A＝π/2。

图5是例示偏振之间的功率差和监视信号的模拟结果。在该模拟中，比较了X偏振和Y偏振之间的功率差是零、3dB和6dB的情况。另外，Δφ＝90度。换句话说，在调制器10中，LN调制器10a和10b之间的相位差φ是零，并且，在调制器20中，LN调制器20a和20b之间的相位差φ是180度。同时，图5中的“X偏振”、“Y偏振”和“偏振复用光信号”代表光功率。另外，图5中的“监视信号”代表AC分量功率检测器54的输入信号。

如上所述，提供到调制器10和20的控制数据X和Y具有彼此相同的数据模式。因此，当调制器10中的相位差φ是零并且调制器20中的相位差φ是180度时，从调制器10输出的调制后光信号X(在下文称为X偏振数据)的数据模式与从调制器20输出的调制后光信号Y(在下文称为Y偏振数据)的数据模式彼此反相。当X偏振数据是“1(发光状态)”时，Y偏振数据是“0(不发光状态)”。当X偏振数据是“0(不发光状态)”时，Y偏振数据是“1(发光状态)”。

因此，当X偏振和Y偏振之间的功率差很小时，从偏振光束合并器31输出的偏振复用光信号中的各个码元的光级别变得大致相同。即，偏振复用光信号的功率变化(即AC分量功率)变得很小。相反，当X偏振和Y偏振之间的功率差变得很大时，在偏振复用光信号中的码元之间产生光功率差。即，偏振复用光信号的功率变化也变得很大。由此，当X偏振和Y偏振之间的功率差很小时，代表偏振复用光信号的AC分量功率的监视信号也变得很小，并且，当它们之间的功率差变得很大时，监视信号也变得很大。同时，从AC分量功率检测器54输出的监视信号是图5中的“监视信号”的平均值或积分值。

如上所述，在根据本实施方式的光信号发射器中，当X偏振和Y偏振之间的功率差很小时，监视信号也很小。因此，当控制器55通过反馈控制来使得监视信号最小化时，X偏振和Y偏振之间的功率差也最小化。为了最小化监视信号，如上所述，对驱动器12和/或22的驱动电压、调制器10和/或20的偏置、以及光衰减器13和/或23的衰减量中的至少一个进行控制。

图6是在Δφ＝45度的情况下的模拟结果。调制器10中的相位差φ是45度，并且调制器20中的相位差φ是135度。在调制器10和20中的相位差按此方式设置的情况下，当X偏振和Y偏振之间的功率差很小时监视信号也很小。因此，对Δφ没有具体限制，只要是它不同于零的值即可。然而，在QPSK/DQPSK中，当Δφ＝90度时，监视信号的灵敏度最佳。

图7是当数据X和Y彼此不同(即随机模式)时的模拟结果，其中Δφ＝90。在此情况下，即使X偏振和Y偏振之间的功率差是零，偏振复用光信号的功率变化也很大。即，监视信号的AC分量功率几乎不取决于X偏振和Y偏振之间的功率差。因此，当数据X和Y彼此不同时，很难使用偏振复用光信号的AC分量功率来控制X偏振和Y偏振之间的功率差。

在此，描述了将移相器11和21的相位分别控制为“A-Δφ”和“A+Δφ”并且将相同控制数据提供到调制器10和20的情况。在随后的描述中，假设调制方案是DQPSK，并且A＝π/2。还假设当调节功率平衡时，Δφ＝90。换句话说，当调节功率平衡时，调制器10的移相器11的相位φ是零，并且调制器20的移相器21的相位φ是180度。此外，假设光信号发射器中的光设备具有理想特性。

在DQPSK中，每一个码元传输2比特的数据。于是，假设在数据传输时(即φ＝π/2)，按以下状态发射各个码元。

码元(1，1)：载波的相位＝π/4，

码元(0，1)：载波的相位＝3π/4，

码元(0，0)：载波的相位＝5π/4，

码元(1，0)：载波的相位＝7π/4，

在此情况下，当调节功率平衡时，通过调制器10(φ＝0)获得的调制后光信号X的状态变为如下。

码元(1，1)：载波的相位＝0，光功率＝2

码元(0，1)：光功率＝0

码元(0，0)：载波的相位＝π，光功率＝2

码元(1，0)：光功率＝0

此时，通过调制器20(φ＝180)获得的调制后光信号Y的状态变为如下。

码元(1，1)：光功率＝0

码元(0，1)：载波的相位＝0，光功率＝2

码元(0，0)：光功率＝0

码元(1，0)：载波的相位＝π，光功率＝2

在此，为了便于说明，假设偏振复用光信号的功率是调制后光信号X和Y的光功率之和。另外，当调节功率平衡时，将相同的控制数据提供到调制器10和20。接着，偏振复用光信号的功率变为如下。

码元(1，1)：光功率＝2(＝2+0)

码元(0，1)：光功率＝2(＝0+2)

码元(0，0)：光功率＝2(＝2+0)

码元(1，0)：光功率＝2(＝0+2)

由此，在根据本实施方式的光信号发射器中，当将移相器11和21的相位分别控制为“A-Δφ”和“A+Δφ”并且将相同的控制数据提供到调制器10和20时，偏振复用光信号的功率的变化很小(理想地为零)。即，偏振复用光信号的AC分量功率变得很小。

此时，例如假设由调制器20(φ＝180)获得的调制后光信号Y的功率减小3dB。在此情况下，调制后光信号Y的状态变为如下。

码元(1，1)：光功率＝0

码元(0，1)：载波的相位＝0，光功率＝1

码元(0，0)：光功率＝0

码元(1，0)：载波的相位＝π，光功率＝1

于是，偏振复用光信号的功率变为如下。

码元(1，1)：光功率＝2(＝2+0)

码元(0，1)：光功率＝1(＝0+1)

码元(0，0)：光功率＝2(＝2+0)

码元(1，0)：光功率＝1(＝0+1)

由此，光调制X和Y之间的功率差(即X偏振和Y偏振之间的功率差)出现，偏振复用光信号的功率的变化变大。因此，根据本实施方式的光信号发射器控制调制器10和20中的至少一个，以最小化代表偏振复用光信号的AC分量功率的监视信号。因此，使得偏振之间的功率差最小化。

同时，在根据本实施方式的光信号发射器中，由于使用偏振复用之后的光信号进行反馈控制，所以控制了光源1和偏振光束合并器31之间产生的偏振之间的光功率差。因此，由于各个调制器10和20中设置的光电检测器的特性或者偏振光束合并器31的特性而可能出现的几个dB的偏振之间的功率差(控制误差)得到了补偿。另外，从光电检测器51到AC分量功率检测器54的电路元件可以与控制调制器10和20的偏置的电路的一部分和/或控制移相器11和21的电路的一部分共享。在此结构中，实现了光信号发射器的尺寸减小或简化。

图8是例示光信号发射器的第二实施方式的图。根据第二实施方式的光信号发射器具有位于DQPSK光调制器的输入侧或输出侧的RZ光调制器。在图8例示的示例中，RZ光调制器61和71分别设置在调制器(DQPSK光调制器)10和20的输出侧。因此，在第二实施方式中，数据按RZ-DQPSK调制方案发射。请注意，调制器10和20用作相位调制器，RZ光调制器61和71用作强度调制器。

RZ光调制器61和71例如是马赫曾德LN调制器，并且分别根据驱动器电路62和72产生的驱动信号进行RZ调制。在此，驱动器电路62和72产生与码元时钟同步的驱动信号。尽管没有具体限制，但是驱动信号例如是与时钟相同频率的正弦波。驱动信号的振幅例如是Vπ。

以与调制器10和20相同的方式，RZ光调制器61和71具有附图中未例示的偏置电路(ABC电路)，以控制LN调制器的操作点。可以通过调节施加到RZ光调制器61和71的DC偏置电压来控制输出光的功率。

可以省略光衰减器13和23。另外，光衰减器13和23可以设置在调制器10和20的输入侧，或者可以分别设置在调制器10和20与RZ光调制器61和71之间。

在上述结构的光发射器中，控制偏振之间的功率差的控制系统的结构和操作基本上与第一实施方式中的情况相同。即，控制器55产生用于使得对应于偏振复用光信号的监视信号最小化的控制信号。然而，第二实施方式中的控制器55产生控制信号C4。控制信号C4控制RZ光调制器61和71的偏置。换句话说，控制信号C4调节RZ光调制器61的输出光功率和/或RZ光调制器71的输出光功率。因此，通过使用控制信号C4的反馈控制，对X偏振和Y偏振之间的功率差进行优化。请注意，在第二实施方式的结构中，还可以使用控制信号C1至C3来控制功率差。

图9和图10是例示第二实施方式中功率差和监视信号之间的关系的模拟结果。图9和图10代表分别在Δφ＝90度和Δφ＝45度的情况下的模拟结果。

在第二实施方式中(RZ-DQPSK)，类似于第一实施方式(NRZ-DQPSK)，当X偏振和Y偏振之间的功率差变小时，监视信号也变小。因此，当进行反馈控制以最小化监视信号时，可以降低X偏振和Y偏振之间的功率差。请注意，在第二实施方式中对Δφ(≠0)的值也没有限制。另外，根据RZ-DQPSK，当X偏振和Y偏振之间的功率差变为零时，监视信号为接近零的值。因此，在RZ-DQPSK中，对监视信号的调节灵敏度变得更高。

图11是例示光信号发射器的第三实施方式的图。根据第三实施方式的光信号发射器具有使用同步检测来检测AC分量功率的最小点的结构。图11例示其中使用控制信号C3来控制光衰减器13和23的衰减量的结构。

低频信号产生器81产生低频信号。低频信号的频率相对于码元频率来说充分低。低频信号的频率例如是数百Hz至数MHz。叠加器(加法器)82将低频信号叠加(加)到控制器55产生的控制信号C3上。然后将叠加了低频信号的控制信号C3提供到光衰减器13和23。因此，调制后光信号X和Y的功率按低频信号的频率发生振荡，并且偏振复用光信号的功率也按低频信号的频率发生振荡。因此，从AC分量功率检测单元54输出的监视信号也按低频信号的频率振荡。

从低频信号产生器81将低频信号提供到控制器55。控制器55使用低频信号来进行对监视信号的同步检测。即，控制器55通过同步检测来检测监视信号。控制器55的用于最小化检测到的监视信号的反馈控制与第一实施方式的情况相同。请注意，同步检测可以应用于其中使用控制信号C1和C2的结构、以及图8中例示的RZ-DQPSK。

图12是例示光信号发射器的第四实施方式的图。在第四实施方式的光信号发射器中，分别为调制器10和20设置光源2和3。调制器10使用光源2的输出产生调制后光信号X，并且调制器20使用光源3的输出产生调制后光信号Y。

在上述结构的光信号发射器中，控制器55产生控制信号C5。控制信号C5提供到光源2和/或3。光源2和3根据控制信号C5控制输出光功率。此时，控制器55产生控制信号C5同时进行反馈控制以最小化监视信号。因此，偏振复用光信号的X偏振的光功率和Y偏振的光功率可以变得彼此大致相同。在此，第四实施方式的光信号发射器可以产生控制信号C1至C3。由此，在第四实施方式中，通过控制驱动电压的振幅、调制器的偏置、光衰减器的衰减量、以及光源的输出光功率中的一个或更多个来控制偏振之间的功率差。

另外，在第一到第四实施方式中，当调节X偏振和Y偏振之间的功率平衡时，将具有彼此相同的数据模式的控制数据X和Y输入到调制器10和20。然而，控制数据X和Y不需要彼此相同。例如，控制数据X的数据模式可以是控制数据Y的反相数据。在此情况下，可以通过对控制数据X的各个码元进行反相来产生控制数据Y。

图13例示在驱动数据彼此反相的情况下的LN调制器的输入和输出。在此，假设LN调制器的驱动电压的振幅为2Vπ。即，用作DQPSK调制器的调制器10和20的驱动电压的振幅是2Vπ。图13例示DQPSK调制器的一个臂(I臂或Q臂)的输入和输出。

在以2Vπ驱动的LN调制器中，在驱动信号彼此反相的情况下，从调制器输出的调制后光信号的数据模式变为彼此相同。换句话说，在调制器10和20中，当控制数据X和Y是彼此相同的模式时，以及当控制数据X和Y彼此反相时，可以获得相同的调制后光信号。

同时，在根据第一到第四实施方式的光信号发射器中，当调节X偏振和Y偏振之间的功率平衡时，将移相器11和21的相位分别设置到“A-Δφ”和“A+Δφ”。在下文中，参照图14至图16描述移相器11和21的控制方法。在图14至图16中，为了使得附图容易观看，省略了用于控制功率平衡的控制系统。

例如，而不是限制，移相器11和21向设置在各个调制器中的一对光路径中的一个光路径或两者施加电压，并通过控制光路径的光路径长度来调节光路径之间的相位差。在图14至图16例示的示例中，根据从控制器提供的移相控制信号的电压来调节相位差。

同时，在作为DQPSK光调制器的调制器10和20中，当一对光路径之间的相位差是零、π/2、π或3π/2时，输出光功率的AC分量变为局部最小值。换句话说，在调制器10和20中，通过将要施加到移相器11和21的电压控制为使得输出光功率的AC分量局部最小，一对光路径之间的相位差收敛于零、π/2、π或3π/2。在此，假设基于提供相位调制器10和20的光路径的光波导的设计，而预先获得将一对光路径之间的相位差设置为大约π/2的移相控制电压(Vs)。

在此情况下，当移相控制电压是Vs时，输出光功率的AC分量是局部最小值。当检测到输出光功率的AC分量的局部最小点、同时移相控制电压从Vs逐渐增加时，一对光路径之间的相位差是零或π。当检测到输出光功率的AC分量的局部最小点、同时移相控制电压由从Vs逐渐降低时，一对光路径之间的相位差是零或π中的另一个。

在根据本实施方式的光信号发射器中，例如，通过抖动方法来检测上述的局部最小点。在图14例示的结构中，控制器91产生移相控制信号。移相控制信号例如是DC电压。低频信号产生器92产生低频信号。低频信号的频率(f0)相对于数据X和Y的码元率来说充分低。叠加器(加法器)93将低频信号叠加(加)到移相控制信号上。因此，将叠加了低频信号的移相控制信号提供到移相器11和21。由此，移相器11和21提供的相位按照低频信号的频率而变化。结果，调制器10和20的输出光功率的AC分量也按照低频信号的频率而变化。

光电检测器(PD)94X和94Y分别转换从调制器10和20的输出光。光电检测器94X和94Y可以设置在调制器10和20之内，或可以设置在调制器10和20之外。切换器(选择器95)根据来自控制器91的指令而选择光电检测器94X或94Y获得的电信号。低通滤波器96去除由切换器95选择的电信号中的高频分量(例如码元频率)。AC分量提取装置97去除电信号的DC分量。AC分量功率检测器98检测滤波后的电信号的AC分量功率。此时，AC分量功率检测器98的输出信号包括f0分量。

控制器91使用AC分量功率检测器98的输出信号中包含的f0分量来产生移相控制信号，使得AC分量功率变为局部最小值。此时，当控制调制器10的移相器11时，切换器95选择光电检测器94X的电信号。接着，控制器91将所产生的移相控制信号提供到移相器11。当控制调制器20的移相器21时，切换器95选择光电检测器94Y的电信号。接着，控制器91将所产生的移相控制信号提供到移相器21。

在图14例示的结构中，低通滤波器96、AC分量提取装置97、以及AC分量功率检测器98对于X偏振和Y偏振是共享的，用于控制移相器11和21。相反，在图15例示的结构中，低通滤波器96X、AC分量提取装置97X和AC分量功率检测器98X被设置为控制移相器11，并且低通滤波器96Y、AC分量提取装置97Y和AC分量功率检测器98Y被设置为控制移相器21。同时，在图14和图15例示的结构中，控制处理程序基本上彼此相同。

图14和图15例示的控制器91可以实现为第一到第四实施方式中的控制器55的功能的一部分。另外，为其他目的而设置的光电检测器(例如调制器10和20的偏置控制)可以用作图14和图15中例示的光电检测器94X和94Y。

在图16例示的结构中，使用偏振复用光信号进行对移相器11和21的反馈控制。在此结构中，控制器55产生移相控制信号。即，控制器55可以既具有控制移相器11和21的功能，又具有控制偏振之间的功率平衡的功能。

接着，描述在光信号发射器发射数据的时间段内重复地或连续地控制X偏振和Y偏振之间的功率平衡的方法。

在以上描述的实施方式中，在光信号发射器不发射数据的时间段内调节X偏振和Y偏振之间的功率平衡。在调节了X偏振和Y偏振之间的功率平衡之后，光信号发射器开始发射数据。然而，X偏振和Y偏振之间的功率平衡会由于温度、老化等而改变。因此，在下述结构中，使用在以上描述的实施方式中的方法中获得的控制结果，在数据发射期间规则地或连续地控制X偏振和Y偏振之间的功率平衡。在下面的描述中，在光信号发射器不向接收站发射数据的时间段内进行的控制可以称为“离线控制”，并且在光信号发射器向接收站发射数据的时间段内进行的控制称为“在线控制”。

图17是例示进行在线控制的光信号发射器的结构的图。在本示例中，图17例示的光信号发射器的结构基于图3例示的第一实施方式。即，光信号发射器具有光电检测器51、AC分量提取装置52、低通滤波器53、AC分量功率检测器54、以及控制器101。控制器101具有第一实施方式中的控制器55提供的控制功能。进行在线控制的光信号发射器可以基于第二到第四实施方式的结构。

光信号发射器能够基于从调制器10和20输出的调制后光信号X和Y的光功率来控制X偏振和Y偏振之间的功率平衡。即，例如为光电二极管的光电检测器111将调制器10产生的调制后光信号X转换为电信号。在此，假设调制器10输出一对互补的光信号。在此情况下，可以将这对光信号之一引导到偏振光束合并器31，并且可以将另一光信号引导到光电检测器111。同时，光电检测器111可以设置在调制器10之内。另外，可以将从调制器10的输出侧的耦合器泄露的光引导到光电检测器111。接着，将光电检测器111的输出信号的DC分量提供到控制器101。将光电检测器111的输出信号的AC分量提供到调制器控制器112。调制器控制器112例如控制调制器10的偏置。在此情况下，调制器控制器112用作ABC(自动偏置控制)电路。

光电检测器121将调制器20产生的调制后光信号Y转换为电信号。接着，将光电检测器121的输出信号的DC分量提供到控制器101。将光电检测器121的输出信号的AC分量提供到调制器控制器122。

如上所述，将光电检测器111和121的输出信号提供到控制器101。在此，光电检测器111和121的输出信号分别对应于调制器10和20的平均输出光功率。因此，光电检测器111和121的输出信号之间的差可以是指示X偏振和Y偏振之间的功率差的参数。即，通过进行控制以使得光电检测器111和121的输出信号之间的差为零，X偏振和Y偏振之间的功率差变得很小。

然而，根据此方法，在光功率的调节点(例如调制器10和20、光衰减器13和23)的输出侧产生的因素不能得到补偿。例如，当光电检测器111和121的特性彼此不同时，即使将光电检测器111和121的输出信号之间的差控制为零时，偏振复用光信号中包含的X偏振和Y偏振之间的功率差也不为零。另外，偏振光束合并器31的合并特性的变化也可能造成类似的问题。

为了解决这个问题，图17例示的光信号发射器具有第一控制系统(使用偏振复用光信号的控制系统)和第二控制系统(使用调制后光信号X和Y的控制系统)。接着，控制器101进行图18的流程图中的处理。

步骤S1至S5是在光信号发射器不发射数据的时间段内进行的离线控制。在步骤S1，使用第一控制系统来控制X偏振和Y偏振之间的功率平衡。在步骤S1，如参照图2和图3描述，通过以下处理来控制功率平衡。

(1)将移相器11和21的相位分别设置到“A-Δφ”和“A+Δφ”。在DQPSK中，A＝π/2，并且Δφ例如是90度。

(2)将具有彼此相同的数据模式的控制数据X和Y提供到调制器10和20。

(3)产生控制信号C1至C3中的一个或更多个，以最小化AC分量功率检测器54获得的监视信号。

在步骤S2，将S1中的控制结果(init_adj_1)存储在指定的存储器区域。要存储的控制结果是功率调节元素的设置值。在本示例中，功率调节元素是调制器10和20的偏置、从驱动器12和22输出的驱动信号的振幅、以及光衰减器13和23的衰减量。另外，当针对调制器10和20分别设置光源2和3时，光源2和3的输出光功率也是功率调节元素之一。于是，例如，当通过控制光衰减器13和23的衰减量来调节X偏振和/或Y偏振的功率时，存储代表用于控制光衰减器的衰减量的控制电压的信息。

在步骤S3，使用第二控制系统来控制X偏振和Y偏振之间的功率平衡。在步骤S3，如上所述，产生控制信号C1至C3中的一个或更多个，使得从光电检测器111和121获得的电信号(即调制后光信号X和Y的功率)之间的差变为零。此时，移相器的相位可以分别是“A-Δφ”和“A+Δφ”，或者可以分别是最优相位(即A)。数据X和Y可以彼此相同或可以彼此不同。然而，为了测量第一控制系统和第二控制系统之间的误差，优选地在步骤S1和S3中在相同条件下进行功率平衡的调节。同时，假设在步骤S3中，对与步骤S1中相同的功率调节元素进行调节。即，当在步骤S 1中控制了光衰减器13和/或23时，在步骤S3中也控制光衰减器13和/或23。

在步骤S4，将S3中的控制结果(init_adj_2)存储在指定的存储器区域。要存储的控制结果是与步骤S2中相同的功率调节元素的设置值。接着，在步骤S5，计算代表在步骤S2中存储的init_adj_1和在步骤S4中存储的init_adj_2之间的误差的校正值(offset)并且将其存储在指定的存储器区域。由此，在步骤S1至S5，测量了第一控制系统和第二控制系统之间的误差。

步骤S6至S7是在光信号发射器发射数据期间进行的在线控制。在步骤S6，将在步骤S5中存储的校正值(offset)设置在第二控制系统中。在示例中，将校正值(offset)写入到当控制器55计算控制信号C1至C3时控制器参照的存储器区域。

在步骤S7，第二控制系统使用校正值(offset)来调节功率平衡。此时，将移相器11和21分别控制到最优相位。另外，数据X和Y是发射到接收站的数据流。

例如，假设在离线控制中获得“10”作为init_adj_1并且获得“9.3”作为init_adj_2。在此情况下，获得“0.7”作为校正值(offset)。接着，当光信号发射器发射数据到接收站时，光信号发射器使用该校正值(offset)来补偿第一控制系统和第二控制系统之间的误差。例如，当在将数据发射到接收站的同时在第二控制系统中获得的init_adj_2是“9.4”时，控制器55输出“10.1(＝9.4+0.7)”来对光功率调节元素进行调节。

在上述过程中，由于第一控制系统不受偏振光束合并器31的特性或光电检测器111和121的特性的影响，所以在第一控制系统中获得的控制信号的精确性很高。在根据本实施方式的控制方法中，用第一控制系统和第二控制系统之间的误差来补偿在数据传输期间获得的第二控制系统中的测量值。因此，根据本实施方式的控制方法，可以将X偏振和Y偏振之间的功率差恒定地控制为很小，以获得好的传输质量。

<其他实施方式>

图19是例示光信号发射器的另一结构的图。在本示例中，图19中例示的光信号发射器的第二控制系统类似于图17例示的结构。然而，图19例示的第一控制系统不同于图17例示的第一控制系统。

图19例示的光信号发射器具有光电检测器131、DC分量检测器132、以及控制器133。按与光电检测器51相同的方式，光电检测器131将由光分束器分束的偏振复用光信号转换为电信号。DC分量检测器132提取由光电检测器131获得的电信号的DC分量。例如通过对来自光电检测器131的输入信号进行积分或平均来检测DC分量。接着，DC分量检测器132输出检测结果，作为代表偏振复用光信号的平均功率的监视信号。

控制器133控制功率调节元素(调制器10和20的偏置、驱动器12和22产生的驱动信号的振幅、光衰减器13和23的衰减量、(光源2和3的输出光功率))。同时，控制器133还提供第二控制系统的操作。

图20是例示图19中例示的控制器133的操作的流程图。步骤S11至S20在离线控制中进行。在本实施方式中，在离线控制和在线控制中将移相器11和21的相位保持在最优相位。即，例如，在DQPSK中，移相器11和21均保持在π/2。另外，数据X和Y不需要彼此相同，输入发射数据或任意数据模式。

在步骤S11，通过控制功率调节元素，将调制后光信号X(X偏振)控制为启动并且将调制后光信号Y(Y偏振)控制为禁用。“启动”表示发射光的状态，并且“禁用”表示不发射光的状态。当功率调节元素是光衰减器13和33时，例如，将光衰减器13的衰减量控制为最小值，并且将光衰减器23的衰减量控制为最大值。此时，调制后光信号X几乎不被光衰减器13衰减，并且被引导到偏振光束合并器31。在另一方面，调制后光信号Y被光衰减器23完全衰减，由此不发射到偏振光束合并器31。因此，从偏振光束合并器31输出的偏振复用光信号基本上仅仅包括X偏振。在步骤S 12，将由DC分量检测器132检测到的DC分量DC_X存储在指定的存储区域。在此，由于偏振复用光信号基本上仅仅包括X偏振，所以DC分量检测器132的检测值(即DC_X)代表X偏振的功率。

在步骤S13，将调制后光信号X(X偏振)控制为禁用，并将调制后光信号Y(Y偏振)控制为启动。在上述示例中，将光衰减器13的衰减量控制为最大值，并且将光衰减器23的衰减量控制为最小值。在步骤S14，存储DC分量检测器132检测到的DC分量DC_Y。同时，在步骤S13至S14，从偏振光束合并器31输出的偏振复用光信号基本上仅仅包括Y偏振。因此，检测到的值DC_Y代表Y偏振的功率。

在步骤S15，控制功率调节元素，使得DC分量DC_X和DC分量DC_Y之间的差很小。例如，当“DC_X-DC_Y＞0”时，进行控制以增加光衰减器13的衰减量，并/或进行控制以减少光衰减量23的衰减量。请注意，控制器133存储功率调节元素的最新设置值，并且在步骤S15中更新存储的设置值。

在步骤S16，将在步骤S15中获得的差与指定阈值进行比较。阈值是充分小的值。即，在步骤S 16，确定DC分量DC_X和DC分量DC_Y之间的差是否大致收敛到零。如果差大于阈值，则处理返回步骤S11。换句话说，重复进行步骤S11至S15，直至差变为小于阈值。接着，当差变为小于阈值时，将更新后的功率调节部的设置值init_adj_1由存储在指定的存储区域中。

接着，在步骤S18至S19中，使用第二控制系统来控制X偏振和Y偏振之间的功率平衡。该处理与图18例示的步骤S3至S4相同。即，存储第二控制系统中获得的设置值init_adj_2。

在步骤S20，计算代表在步骤S17中存储的init_adj_1和在步骤S19中存储的init_adj_2之间的误差的校正值(offset)，并将其存储在指定的存储区域。由此，在步骤S11至S20，测量第一控制系统和第二控制系统之间的误差。

步骤S21至S22是在线控制，其基本上与图18例示的步骤S6至S7相同。即，在第二控制系统中设置在步骤S20中存储的校正值(offset)。接着，第二控制系统使用校正值(offset)来调节功率平衡。

如上所述，在图19至图20例示的结构和方法中，不需要为移相器设置特殊相位(A-Δφ和A+Δφ)来调节X偏振和Y偏振之间的功率平衡。也就是说，在本结构中，即使在离线控制处理中，也可以将移位器12和13控制为最优相位。另外，在图19至图20例示的结构和方法中，不需要使用具体的数据模式作为数据X和数据Y来调节X偏振和Y偏振之间的功率平衡。

以上描述的离线控制例如在控制系统的初始设置时、或者当在WDM系统中进行波长切换时进行。以上描述的在线控制例如定期地重复。另选的是，以上描述的在线控制可以在指定条件下(例如当光发射器的温度改变时)进行。

另外，在以上的说明中描述了用于发射QPSK(包括DQPSK)信号的光信号发射器，但是本发明不限于此结构。根据本发明的光信号发射器可以被构成为发射另一调制方案的调制后光信号。

此外，接收根据实施方式的光信号发射器产生的偏振复用光信号的接收器的结构或系统没有具体限制。例如，接收器可以是数字相干接收器，或者可以是使用干涉仪的光接收器。

本文记载的全部示例和条件语言旨在教育目的，以帮助读者理解本发明以及发明人提供的概念，从而进一步推进现有技术，并且应当被理解为不限于这些具体指出的示例和条件，并且说明书中的这些示例的组织也不是表示本发明的优劣。尽管已经详细描述了本发明的实施方式，但是应理解的是可以对本发明进行各种改变、替换和变型而不偏离本发明的精神和范围。