色散均衡装置和方法以及数字相干光接收机

摘要

本发明涉及色散均衡装置和方法以及数字相干光接收机。该色散均衡装置包括：色散均衡单元，用于对输入信号的色散进行补偿；附加时延消除单元，用于根据所述输入信号的频差消除色散均衡单元的色散均衡时延。

说明书

技术领域

本发明一般涉及光通信，更具体地，涉及色散均衡装置和方法以及数字相干光接收机。

背景技术

数字相干光接收机技术具有灵敏度高、电均衡能力强和频谱效率高等优点，因此被认为是高速率光通信系统的关键技术。

在相干光接收机中，信号光与本地激光器产生的本振光进行混频，信号光的幅度和相位信息被搬移到基带电信号上。对该基带电信号进行采样量化和数字信号处理最终可恢复出原始发送信号。由于相干检测保留了光场所有的信息，因此可以采用电均衡技术近乎完全地补偿光信号的线性损伤(如色度色散和偏振模色散等)。数字相干光接收机所能补偿的损伤量(如色度色散量)仅取决于数字电路的规模(如有限长冲击响应(FIR)滤波器的抽头数)。S.J.Savory等人在其离线实验中验证了无在线色散补偿的相干光通信系统的可行性，他们用具有512个抽头的FIR滤波器对在标准单模光纤链路中传输6400km后的42.8Gb/s偏振复用NRZ-QPSK信号进行了色散补偿，补偿后的信号的光信噪比(OSNR)代价仅为1.2dB(S.J.Savory，G.Gavioli，R.I.Killey，P.Bayvel，“Transmissionof 42.8Gbit/s polarization multiplexed NRZ-QPSK over 6400km of standardfiber with no optical dispersion compensation”，OFC2007，OTuA1.)。

另一方面，目前通常的做法是将均衡功能分解成一个具有固定系数的均衡器和由自适应算法控制短FIR滤波器，如图1(A)所示。图1(a)示意性示出了现有的偏振分集相干光接收机的结构。双偏振光信号101和本振激光器102产生的连续光103在偏振分集相干检测器104中进行混频和光电变换，得到承载了双偏振光信号101在两个偏振态上的信息的复基带电信号105和106。复基带电信号105和106分别经过模数转换器107和108得到复数字信号序列109和110。然后由色散均衡器200或300进行处理以粗补偿大的色度色散。然后，经过粗色散补偿的信号111和112被送入具有较少抽头数目的自适应蝶形FIR滤波器113进行精确的色散补偿、偏振模色散补偿以及偏振解复用。自适应蝶形FIR滤波器113由相应算法控制，其抽头系数是动态调整的，从而可以跟踪信道的变化并实时补偿。自适应蝶形FIR滤波器113的输出信号114和115分别被送入频差补偿器118和119，同时频差监测器116根据信号114和115估算出接收光信号101的载波频率和本振激光器频率的差值，并将该差值输入给频差补偿器118和119的频差输入端口。经过频差补偿，频差补偿器118的输出信号120和频差补偿器119的输出信号121分别经过相位恢复器122和123进行相位恢复，得到相位恢复后的信号124和125。最后信号124和125由判决和解码器126和127判决和解码，得到数据128和129。

图1(a)中的色散均衡器200(或300)的用途是粗略补偿色散，使得残余色散落入自适应滤波器113的补偿范围。色散均衡器可以在时域对信号进行处理也可以在频域对信号进行处理。

时域色散均衡器200的结构如图1(b)所示。时域色散均衡器200的输入信号109和110分别进入滤波器203和204，得到均衡后的信号111和112。由于通常需要补偿的色散量较大，因而滤波器203和204的抽头数目可以达到数十个甚至数百个，故被称为长FIR滤波器。时域均衡器系数存储单元201中存储了多组不同色散补偿量所对应的滤波器抽头系数值202，时域均衡器系数存储单元201将抽头系数值202输入给滤波器203和204。由于光纤链路的色散值在很长的时间内不会有较大的变化，滤波器203和204在从时域均衡器系数存储单元201读取系数后的很长时间内也不需要对系数进行更新。

时域色散均衡器200实际上是对离散时间信号做离散卷积运算，故其算法复杂度比较高。利用快速傅立叶算法将时域信号变换到频域进行处理则可以大幅降低计算量，图1(c)给出了基于该思想的频域色散均衡器300的结构图。在频域均衡器300中，快速傅立叶变换器303和304首先分别把输入的时域数字信号序列109和110变换到频域，得到频域信号305和306，然后将频域信号305和306分别传递给频域均衡器(例如频域滤波器)307和308。在频域均衡器307和308中，频域信号305和306分别乘以使用频域均衡器系数存储单元301中存储的均衡器系数的色散传递函数的逆函数，分别得到色散补偿后的频域信号309和310。最后通过快速反傅立叶变换器311和312将信号309和310变换到时域，并输出色散补偿后的时域信号111和112。利用快速傅立叶变换计算线性卷积属于现有技术。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术的光相干接收机的性能不够理想。

以下列出了本发明的参考文献，通过引用将它们并入本文中，如同在本文中完全阐明了一样。

1、标题为“在数字相干光接收机中使用的差频检测装置和方法”的第200810090227.4号中国专利申请。

2、标题为“滤波器系数调整装置和方法”的中国专利申请第200810108921.4号。

发明内容

本发明鉴于上述情况作出。用于克服现有技术的一个或更多个缺点，至少提供一种有益的选择。为了实现上述的目的，本发明提供了以下的方面。

方面1、一种色散均衡装置，该色散均衡装置包括：

色散均衡单元，用于对输入信号的色散进行补偿；

附加时延消除单元，用于根据所述输入信号的频差消除色散均衡单元产生的色散均衡时延。

方面2、根据方面1所述的色散均衡装置，其特征在于，

所述色散均衡单元包括第一时域均衡器和第二时域均衡器；

所述附加时延消除单元包括时域均衡器系数存储单元和时域均衡器系数修正单元，所述时域均衡器系数存储单元存储假定所述频差为0时所述第一时域均衡器和第二时域均衡器使用的时域均衡器系数，所述时域均衡器系数修正单元根据所述频差对所述时域均衡器系数进行修正，并将修正后的时域均衡器系数传送给所述第一时域均衡器和第二时域均衡器。

方面3、根据方面1所述的色散均衡装置，其特征在于，

所述色散均衡单元包括第一频域均衡器和第二频域均衡器；所述附加时延消除单元包括频域均衡器系数存储单元和均衡器系数修正单元，所述频域均衡器系数存储单元存储假定所述频差为0时所述第一频域均衡器和第二频域均衡器使用的频域均衡器系数，所述频域均衡器系数修正单元根据所述频差对所述频域均衡器系数进行修正，并将修正后的均衡器系数传送给所述第一频域均衡器和第二频域均衡器。

方面4、根据方面1所述的色散均衡装置，其特征在于，

所述色散均衡单元包括第一时域均衡器和第二时域均衡器；

所述附加时延消除单元包括时域均衡器系数计算单元，所述时域均衡器系数计算单元根据所述频差确定所述第一时域均衡器和第二时域均衡器应使用的时域均衡器系数。

方面5、根据方面1所述的色散均衡装置，其特征在于，

所述色散均衡单元包括第一频域均衡器和第二频域均衡器；

所述附加时延消除单元包括频域均衡器系数计算单元，所述频域均衡器系数计算单元根据所述频差确定所述第一频域均衡器和第二频域均衡器应使用的频域均衡器系数。

方面6、根据方面1所述的色散均衡装置，其特征在于，

所述色散均衡单元包括第一时域均衡器和第二时域均衡器；

所述附加时延消除单元包括附加时延计算器以及第一寄存器和第二寄存器，所述第一时域均衡器与所述第一寄存器相连，所述第二时域均衡器与所述第二寄存器相连，所述附加时延计算器用于根据所述频差计算所述色散均衡单元引入的附加时延，并指示第一寄存器和所述第二寄存器减少所述附加时延。

方面7、根据方面5所述的色散均衡装置，其特征在于，所述频域均衡器系数计算单元包括：

光纤传递函数确定单元，用于确定光纤传递函数；

光纤传递函数逆函数确定单元，用于计算所述光纤传递函数确定单元所确定的光纤传递函数的逆函数；

加窗单元，用于对所述光纤传递函数逆函数确定单元所确定出的所述逆函数进行加窗；以及

频域均衡器系数确定单元，用于根据经加窗的所述逆函数确定频域均衡器系数。

方面8、根据方面1所述的色散均衡装置，其特征在于，

所述色散均衡单元包括串联连接的第一FFT单元、第一频域均衡器和第一IFFT单元以及串联连接的第二FFT单元、第二频域均衡器和第二IFFT单元；

所述附加时延消除单元包括附加时延计算器以及第一寄存器和第二寄存器，所述第一寄存器与所述第一FFT单元或第一IFFT单元相连，所述第二寄存器与所述第二FFT单元或第二IFFT单元相连，所述附加时延计算器用于根据所述频差计算所述色散均衡单元引入的附加时延，并指示第一寄存器和所述第二寄存器减少所述附加时延。

方面9、根据方面6或8所述的色散均衡装置，其特征在于，所述附加时延计算器根据公式计算附加时延，其中，ω₀为发射机光载频，Δω为信号与本振的频差，V_L为真空光速，D是传输链路总的色度色散值。

方面10、根据方面4所述的色散均衡装置，其特征在于，所述时域均衡器系数计算单元包括：

光纤传递函数确定单元，用于确定光纤传递函数；

光纤传递函数逆函数确定单元，用于计算所述光纤传递函数确定单元所确定的光纤传递函数的逆函数；

加窗单元，用于对所述光纤传递函数逆函数确定单元所确定出的所述逆函数进行加窗；以及

时域均衡器系数确定单元，用于根据经加窗的所述逆函数确定所述时域均衡器系数。

方面11、一种色散均衡方法，该色散均衡方法包括：

色散均衡步骤，用于对输入信号的色散进行补偿；

附加时延消除步骤，用于根据所述输入信号的频差消除色散均衡步骤产生的色散均衡时延。

方面12、一种数字相干光接收机，包括频差监测器，其特征在于，所述数字相干光接收机包括根据方面1到9任一项所述的色散均衡装置，所述附加时延消除单元根据来自所述频差监测器的频差消除色散均衡单元产生的色散均衡时延。

参照后文的说明和附图，本发明的这些和进一步的方面和特征将变得更加清楚。在所述的说明和附图中，详细公开了本发明的特定实施方式，指明了本发明的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明在范围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发明包括许多改变、修改和等同。

针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。

应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、要件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、要件、步骤或组件的存在或附加。

附图说明

参照附图，从下面对优选实施方式的详细说明中，本发明的各种目的、特征、方面和优点将变得更加明显。在附图中，相同的附图标记指示相同的部件。

图1(a)示意性示出了现有的偏振分集相干光接收机的结构；

图1(b)示意性示出了图1(a)中的偏振分集相干光接收机可采用的时域色散均衡器的结构；

图1(c)示意性示出了图1(a)中的偏振分集相干光接收机可采用的频域色散均衡器的结构；

图2是示意性示出了依据本发明一种实施方式的色散均衡装置的结构示意图；

图3示出了依据本发明的一种实施方式的时域色散均衡装置的结构；

图4示意性示出了依据本发明一种实施方式的频域色散均衡装置的结构框图；

图5示意性示出了依据本发明又一实施例的时域色散均衡器的结构示意图；

图6示意性示出了依据本发明又一实施例的频域色散均衡器的结构示意图；

图7示意性示出了依据本发明的一种实施方式的频域均衡器系数计算单元的处理流程图；

图8示意性示出了根据本发明另一实施方式的时域色散均衡装置的结构示意图；

图9示意性示出了根据本发明另一实施方式的频域色散均衡装置的结构示意图；以及

图10示意性示出了采用本发明的色散均衡器的数字相干光接收机。

具体实施方式

本发明的发明人对现有技术的数字相干光接收机性能不够良好的原因进行了研究。研究发现，在图1(a)所示的数字相干光接收机中，色散均衡器200或300的滤波器系数是按照信号光和本振光之间没有频差的情况进行计算得到的。一旦进入色散均衡器200或300的信号109和110中包含频差，则色散补偿和信号频差的相互作用会导致输出信号111和112产生时延(色散均衡时延，或称附加时延)。时延值由粗色散补偿量和频差值共同确定，当时延值较大时可能会超出后面的自适应均衡器113的补偿范围从而影响系统的性能。

下面推导色散补偿和频差之间相互作用对信号的影响，为了表示的方便，将信号表示为连续时间信号，并只考虑光纤的色度色散损伤。记发射光信号为s(t)exp(jω₀t)，本振光为exp[j(ω₀-Δω)t]，光纤色度色散的频域传递函数为其中s(t)为基带复信号，ω₀为发射机光载频，Δω为信号与本振的频差，V_L为真空光速，D是传输链路总的色度色散值，其单位通常是ps/nm。进入色散均衡器的电信号109或110在频域可以表示为

$\tilde{S}(\omega -\mathrm{\Delta \omega })\exp \left[j\frac{\pi V_{L}D}{{\omega }_0^2}{(\omega -\mathrm{\Delta \omega })}^2\right]---\left(1\right)$

其中是s(t)的傅立叶变换。如果色散均衡器能够补偿的色散量为D-ΔD，则其传递函数为色散均衡器的输出信号111或112在频域可以表示为

$\tilde{S}(\omega -\mathrm{\Delta \omega })\exp [j\frac{\pi V_{L}D}{{\omega }_0^2}{(\omega -\mathrm{\Delta \omega })}^2-j\frac{\pi V_L(D-\mathrm{\Delta D})}{{\omega }_0^2}{\omega }^2]$(2)

$=\tilde{S}(\omega -\mathrm{\Delta \omega })\exp \left[j\frac{\pi V_L}{{\omega }_0^2}(\Delta {\mathrm{D\omega }}^2-2\mathrm{D\Delta \omega }·\omega +\mathrm{D\Delta }{\omega }^2)\right]$

从上式不难看出，e指数中的第一项对应残余色散，第二项对应时延，第三项对应相移。如果色散均衡器恰好完全补偿色散，即残余色散ΔD＝0，则输出信号的时域表达式为

$s(t-\frac{2\pi V_L\mathrm{D\Delta \omega }}{{\omega }_0^2})\exp \left[\mathrm{j\Delta \omega }(t-\frac{2\pi V_L\mathrm{D\Delta \omega }}{{\omega }_0^2})\right]\exp \left(j\frac{\pi V_L\mathrm{D\Delta }{\omega }^2}{{\omega }_0^2}\right)---\left(3\right)$

即信号仅经历了时延和相位旋转，时延值和相位旋转角度分别为和以112Gb/s的DP-QPSK系统为例，信号载频f₀＝193THz，色散值D＝17,000ps/nm(1000km标准单模光纤的色散值)，频差Δf＝1GHz，则时延值可到达137ps(约为4个符号周期)。通常频差是时变的，如果频差在±1GHz的范围内变化，那么时延值则在±4个符号周期内变化。这往往超出了自适应滤波器113的动态跟踪和补偿信道变化的能力，从而导致系统性能下降。

在这种情况下，容易想到的是增加自适应滤波器113的抽头个数。但是这样抽头个数会变多，如果考虑残余色散的补偿，则需要更多的抽头个数。很多的抽头数目会降低自适应滤波器的动态跟踪和补偿信道变化的能力，因此目前不是优选方案。

图2给出了依据本发明一种实施方式的色散均衡装置的结构示意图。如图2所示，依据本发明一种实施方式的色散均衡装置包括色散均衡单元2001和附加时延消除单元2002。色散均衡单元2001用于对色散进行补偿，附加时延消除单元2002根据来自数字相干光接收机的频差值117，消除色散均衡单元2001的色散均衡时延。在本发明的实施方式中，根据上下文“消除”可以表示使色散均衡单元不产生的时延，或对色散均衡单元产生的时延进行补偿或使其稳定这两种含义中的一种或两种。

下面对依据本发明实施方式的色散均衡装置的结构的实施方式进行更清楚的说明。

图3示出了依据本发明的一种实施方式的时域色散均衡装置的结构。与图1(b)所示的现有技术相比，图3示出的时域色散均衡装置在时域均衡器系数存储单元201和时域均衡器(如长FIR滤波器)203、204之间加入了时域均衡器系数修正单元401。在本实施方式中，时域均衡器系数存储单元201和时域均衡器系数修正单元401对应于附加时延消除单元2002，而时域均衡器203、204对应于色散均衡单元2001。时域均衡器203、204对输入信号109和110进行滤波，从而对色散进行补偿。时域均衡器系数存储单元201存储在假定信号光与本振光之间无频差时为时域均衡器203和204设定的时域均衡器系数。(即存储色散补偿量及与色散补偿量相对应的、假定信号光与本振光之间无频差时的时域均衡器系数(例如长FIR滤波器系数)。

时域均衡器系数修正单元401包括第一输入端和第二输入端，第一输入端接收来自时域均衡器系数存储单元201的时域均衡器系数，第二输入端接收来自频差监测器116所监测到的频差值117。时域均衡器系数修正单元401根据频差值117对滤波器系数202进行修正并将修正后的系数402输送至时域均衡器203和204，从而避免了色散补偿和频差的相互作用。具体工作原理描述如下。

由于时域均衡器203和204的工作过程完全一致，下面仅以时域均衡器203为例来进行说明。

设时域均衡器203的抽头系数为{C₁，C₂，...，C_N}，C_i为复数，N为该时域均衡器抽头个数。时域均衡器203的输入信号109为复序列{x(1)，x(2)，x(3)...}，其输出信号111为

$y\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{C}_{i}x(k+1-i)---\left(4\right)$

若从时域均衡器系数存储单元201读取出的系数为{α₁，α₂，...，α_N}，则显然在图1(b)所示的方案中C_i＝α_i。如果时域均衡器根据该系数工作，则在存在频差的情况下会产生附加时延，即色散均衡时延。在本实施方式中，时域均衡器系数修正单元401中做如下处理得到C_i

在式(5)中，Δω是监测到的频差值117(也称输入信号的频差)，其理想值是信号光载频ω₀与本振光频率ω_LO的差值ω₀-ω_LO，Δt是均衡器输入序列109的采样时间间隔，是任意实常数，通常取式(5)的物理意义：频差会使滤波器203的输入序列109中产生额外的线性相位变化，从而导致式(4)输出的信号的附加时延，式(5)在时域均衡器系数上叠加了与频差所引入的相对相位变化相反的相位，这样相当于消除了信号109中由频差引入的额外的相位变化。

时域均衡器系数修正单元401将计算得到的新的滤波器抽头系数402{C₁，C₂，...，C_N}输送至滤波器203和204。

图4示意性示出了依据本发明一种实施方式的频域色散均衡装置的结构框图。图4所述的色散均衡装置与图1(c)所示的现有技术的色散均衡装置相比，在频域均衡器系数存储单元301和频域均衡器307、308之间加入了频域均衡器系数修正单元501。在本实施方式中，频域均衡器系数存储单元301和频域均衡器系数修正单元501对应于附加时延消除单元。频域均衡器系数存储单元301存储假定频差为0时频域均衡器307和308对色散进行补偿应使用的频域均衡器系数。频域均衡器系数修正单元501有两个输入端，第一输入端接收来自频域均衡器系数存储单元301的频域均衡器系数，第二输入端接收来自频差监测器116的频差值117。频域均衡器系数修正单元501根据频差值117对频域均衡器系数302进行修正并将修正后的系数502输送至频域均衡器307和308，从而避免了色散补偿和频差的相互作用。具体工作原理描述如下。

由于频域均衡器307和308的工作过程完全一致，下面仅以频域均衡器307为例来进行说明。

设频域均衡器307的系数为{F₁，F₂，...，F_M}，F_i为复数，其中M为FFT 303的长度且M＝2^P，P为正整数。频域均衡器系数存储单元301输出的系数按频率从低到高排列为{β₁，β₂，...，β_M}，显然在图1(c)所示的方案中F_i＝β_i，并且如果频域均衡器307根据这些均衡器系数进行工作，则在存在频差时会产生色散均衡时延。

在本实施例中，在频域均衡器系数修正单元501中进行如下处理得到F_i

$L=\mathrm{round}\left(\frac{\mathrm{M\Delta \omega \Delta t}}{2\pi }\right)$

式中Δω是监测到的频差值117，Δt是均衡器输入序列109的采样时间间隔。

根据色散值(色散值可通过监测得到或人为设定)从频域均衡器系数存储单元301中得到的频域均衡器系数{β₁，β₂，...，β_M}，并未考虑频差(即认为频差等于零)，这样{β₁，β₂，...，β_M}关于频率0对称。实际情况是接收到的信号包含频差Δω，其频谱以Δω为中心，故需要将频域均衡器系数的对称中心搬移至Δω，根据式(6)进行操作，可以实现这种搬移。

频域均衡器系数修正单元501将计算得到的新的频域均衡器系数502{F₁，F₂，...，F_N}输送至频域均衡器307和308。

前面所述的时域色散均衡器200′和频域色散均衡器300′分别包含有存储单元201或301，其中所存储的系数都是事先根据待补偿的色散值计算得到的。但根据本发明的另一方面，色散均衡器中也可以用系数计算器来代替系数存储单元。

图5示意性示出了依据本发明又一实施方式的时域色散均衡器200″的结构示意图。如图5所示，本实施方式的时域色散均衡器包括时域均衡器系数计算单元601、时域均衡器203和204。时域均衡器系数计算单元601根据频差117计算时域均衡器203和204应使用的时域均衡器系数。下面对时域均衡器系数计算单元601的处理进行详细说明。

首先根据频差117确定频域传递函数。具体地，设光纤的色散值为D，则光纤色散的频域传递函数为

$\exp \left[j\frac{\pi V_{L}D}{{\omega }_0^2}{(\omega -{\omega }_0)}^2\right]---\left(7\right)$

其中ω₀为发射机光载频，V_L为真空光速。通过相干检测，光信号被搬移到基带，等效的光纤色散的频域传递函数变为

$\exp \left[j\frac{\pi V_{L}D}{{\omega }_0^2}{(\omega -\mathrm{\Delta \omega })}^2\right]---\left(8\right)$

其中Δω为信号与本振之间的频差。也就是说，所确定的频域传递函数体现了Δω的影响。

为了补偿色散，希望均衡器具有与式(8)互逆的传递函数。因而，随后确定光纤色散的频域传递函数的逆函数，如公式9所示。

$H_{\mathrm{EQ}}\left(\omega \right)=\exp [-j\frac{\pi V_{L}D}{{\omega }_0^2}{(\omega -\mathrm{\Delta \omega })}^2]G(\omega -\mathrm{\Delta \omega })---\left(9\right)$

式中G(ω-Δω)为中心在Δω处的窗函数，比如高斯窗函数B3dB是该高斯窗的3dB带宽，通常根据信号的符号率来选取。加窗(即乘以G(ω-Δω))的目的是加速均衡器系数的衰减以减少均衡器的抽头数目。

最后，对加窗的逆传递函数进行傅立叶逆变换，就得到了时域均衡器系数，即，长FIR滤波器203和204的抽头系数，见公式10。

$C_k=\frac{\mathrm{\Delta t}}{2\pi }{\int }_{-\pi /\mathrm{\Delta t}}^{\pi /\mathrm{\Delta t}}{H}_{\mathrm{EQ}}\left(\omega \right)\exp \left\{\mathrm{j\omega }\right[k-(N+1)/2\left]\mathrm{\Delta t}\right\}\mathrm{d\omega }$(10)

$=\frac{\mathrm{\Delta t}}{2\pi }{\int }_{-\pi /\mathrm{\Delta t}}^{\pi /\mathrm{\Delta t}}\exp [-j\frac{\pi V_{L}D}{{\omega }_0^2}{(\omega -\mathrm{\Delta \omega })}^2]G(\omega -\mathrm{\Delta \omega })\exp \left\{\mathrm{j\omega }\right[k-(N+1)/2\left]\mathrm{\Delta t}\right\}\mathrm{d\omega }$

式中Δt是输入信号的采样间隔，N为均衡器的抽头个数。

在本实施例中，时域均衡器系数计算单元601对应于附加时延消除单元，时域均衡器203和204对应于色散均衡单元。

图6示出了依据本发明另一实施方式的色散均衡器300″的结构示意图。如图6所示，本实施方式的色散均衡器包括频域均衡器系数计算单元701、FFT 303和304、频域均衡器307和308、以及IFFT 311和312。频域均衡器系数计算单元701根据频差计算频域均衡器307和308应使用的频域均衡器系数，并将所述系数传递给频域均衡器307和308。

频域均衡器系数计算单元701可以包括光纤传递函数确定单元、光纤传递函数逆函数确定单元、加窗单元和均衡器系数确定单元。应该注意的是，可以预先进行光纤传递函数确定单元、光纤传递函数逆函数确定单元以及加窗单元的处理，从而将最终确定的结果存入存储单元，由频域均衡器系数确定单元直接调用。

下面结合图7对频域均衡器系数计算单元701的计算处理进行说明。

图7示意性示出了依据本发明的一种实施方式的频域均衡器系数计算单元的处理流程图。如图7所示，在步骤7001，根据目标色散值和监测到的频差给出修正的光纤传递函数(式(8))。然后，在步骤7002，给出该光纤传递函数的逆函数随后，在步骤7003，对逆函数加窗(见式(9))。然后，在步骤7004，根据公式11将均衡器系数所对应的频率值代入加窗的逆传递函数，得到频域均衡器系数，即频域均衡器307和308应使用的均衡器系数。

$F_k=H_{\mathrm{EQ}}\left(\frac{2\pi (-M/2+k-1)}{\mathrm{M\Delta t}}\right)$(11)

$=\exp \{-j\frac{\pi V_{L}D}{{\omega }_0^2}{[\frac{2\pi (-M/2+k-1)}{\mathrm{M\Delta t}}-\mathrm{\Delta \omega }]}^2\}G[\frac{2\pi (-M/2+k-1)}{\mathrm{M\Delta t}}-\mathrm{\Delta \omega }]$

式中，频域均衡器系数{F₁，F₂，...，F_M}对应的频率值为{-1/(2Δt)，-(M-2)/(2MΔt)，...，(M-2)/(2MΔt)}，即F_k对应的频率值为(-M/2+k-1)/(MΔt)，其中M为频域均衡器系数个数(也为FFT的长度)且M＝2^P，P为正整数。

在本实施方式中，频域均衡器系数计算单元对应于附加时延消除单元。

此外，应该注意，上面图7的处理流程也适用于时域均衡器的情况。

图8给出了根据本发明另一实施方式的时域色散均衡装置200″′的结构示意图。与图1(b)所示的色散均衡装置相比，如图8所示的本实施例的色散均衡装置增加了附加时延计算器801、寄存器803和804。附加时延计算器801根据输入的频差117和目标色散值按公式进行计算，得到附加时延值，并输出相应的控制信号802给寄存器803和804。寄存器803和804将自身的时延值减少从而补偿附加时延变化。在频差为零时，寄存器有固定的初始时延τ₀和最大可调时延τ_max，这个初始时延值和最大可调时延需要取得合适，使得其调节范围要大于等于色散和频差引入附加时延值，即

在本技术方案中，虽然寄存器本身会引起寄存时延，但通过适当控制寄存时延，使其变化与色散均衡器和频差相互作用引起的附加时延相反，这样总的时延趋于一个固定值，因而不会对蝶形滤波器的工作产生影响。

寄存器803和804也可以放在203和204之前，如图8虚线框所示。

本实施方式中，附加时延计算器801、寄存器803和804对应于附加时延消除单元。滤波器系数存储单元201和滤波器203和204对应于色散均衡单元。

图9给出了根据本发明另一实施方式的频域色散均衡装置的结构示意图。其中，与图1(c)所示的色散均衡装置相比，如图9所示的本实施方式的频域色散均衡装置增加了附加时延计算器901、寄存器903和904。附加时延计算器901、寄存器903和904的操作分别与附加时延计算器801、寄存器803和804的工作相对应，因而本文不再赘述。

同样地，如图9中虚线框所示，寄存器903、904也可以在频域均衡器307和308之前。

图10给出了采用本发明的色散均衡器200′，200″，200″′或300′，300″或300″′的数字相干光接收机。

与图1(a)所示的数字相干光接收机相比，在图10所示的数字相干光接收机中，频差监测器116所得到的频差117要提供给色散均衡器，其他的结构可以与现有技术的相同。另外，图中的频差监测器116与滤波器113、频差补偿器118、119等的连接关系可以改变，这些改变对本领域技术人员来说都是可以预见的，都在本发明的范围内。

本发明实施方式的方法和装置在数字域实现且不需要提高DSP模块的工作频率，因此成本较低。

本发明以上的装置和方法可以由硬件实现，也可以由硬件结合软件实现。本发明涉及这样的计算机可读程序，当该程序被逻辑部件所执行时，能够使该逻辑部件实现上文所述的装置或构成部件，或使该逻辑部件实现上文所述的各种方法或步骤。本发明还涉及用于存储以上程序的存储介质，如硬盘、磁盘、光盘、DVD、flash等。

以上结合具体的实施方式对本发明进行了描述，但本领域技术人员应该清楚，这些描述都是示例性的，并不是对本发明保护范围的限制。受益于本发明的本领域技术人员可以对本发明作出各种变型和修改，这些变型和修改也在本发明的范围内，本发明仅受权利要求的限制。