串并联调制光学倍频毫米波RoF系统及其QPSK/16QAM调制方法

摘要

本发明涉及一种串并联调制光学倍频毫米波RoF系统及其QPSK/16QAM调制方式法。本系统包括中心站和基站及其光纤连接。中心站由一个单纵模激光器、一个双电极Mach-Zehnder光调制器、一个IQ光调制器、两个微波信号源、一个π移相器、一个π/2移相器和一个掺铒光纤放大器构成；基站由一个光探测器、一个前置低噪声放大器、两个毫米波带通滤波器、两个毫米波放大器、一个毫米波双工器和一个毫米波天线构成。本方法采用了一个双电极Mach-Zehnder光调制器与一个IQ光调制器的级联。两种光调制器集成的平衡光波导结构避免了支臂光时延差造成的光源相位干涉噪声对调制信号的影响。

说明书

技术领域：

本发明涉及光纤载射频(RoF，Radio over Fiber)系统及QPSK与16QAM调制方法。采用QPSK与16QAM信号格式的目的是压缩信号的占有带宽。提出一种基于光学倍频原理的RoF系统结构和新的串并联光调制方式，在从光波产生毫米波的同时，又实现将信号对光波的调制转移为对毫米波的调制。

技术背景：

对于如何将光QPSK调制方式应用到毫米波RoF系统中，现有技术是用两条独立光纤链路分别传输QPSK信号的I路和Q路信息。虽然这种方法可以实现16-QAM或更高进制的PSK调制，但是两条光纤链路需要两套独立的电光调制设备，从系统成本和复杂度的角度看这种方法不好，而且不同光路的光波时延差造成的光相位干涉噪声会对调制信号产生干扰。所以需要发明一种利用一条光纤链路产生QPSK和16QAM调制的毫米波信号，且调制信号不受光相位干涉噪声干扰的方法。

发明内容：

本发明的目的在于针对已有技术存在的缺陷提供一种串并联调制光学倍频毫米波RoF系统及其QPSK/16QAM调试方法，它在产生所需毫米波的同时能实现光波的QPSK和16QAM调制到毫米波的转移，并且调制信号不受光源相位干涉噪声的影响。该系统结构简单，方法易于实现，性能稳定，成本较低，适用于RoF系统实用产品的开发。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

一种串并联调制光学倍频毫米波RoF系统，包括中心站、基站和下行光纤链路，中心站和基站通过下行光纤链路互连。所述的中心站的构成：一个激光器通过保偏尾纤与一个双电极Mach-Zehnder光调制器的输入端相连，在所述双电极Mach-Zehnder光调制器的一条臂上的RF电极输入由一个第一微波信号源产生的余弦微波信号，偏压电极接地；另一条臂上的RF电极输入由所述第一微波信号源产生，再经倒相的余弦微波信号，偏压电极接地。该Mach-Zehnder光调制器用来对光源输出的光波调相，形成毫米波生成的光谱基础。所述双电极Mach-Zehnder光调制器的输出端再通过保偏尾纤与一个IQ光调制器的输入端相连。所述IQ光调制器是两个双电极Mach-Zehnder光调制器的并联集成，在其中一个调制器的一条臂上的RF电极输入由另一个第二微波信号源输出的余弦中频信号，在另一个双电极光调制器的一条臂上的RF电极输入由所述另一个第二微波信号源产生，并经π/2移相的正弦中频信号。I、Q两路基带信号分别输入到所述IQ光调制器中未加中频信号的另两个RF电极上。所述IQ光调制器中两个双电极光调制器的直流电极均接地，在第三个合路直流电极则加0.5Vπ偏置电压。所述IQ光调制器的输出端与一个掺铒光纤放大器的输入端相连，所述的掺铒光纤放大器的输出端通过下行链路光纤连接到所述基站的光探测器的光输入端。所述基站的构成如下：所述的光探测器的电输出端与一个前置低噪声放大器的输入端相连，所述的前置低噪声放大器的输出端与第一第二两个带通滤波器的输入端相连。所述的一个第二带通滤波器的输出端与一个第一毫米波放大器的输入端连接，所述的第一毫米波放大器的输出端与一个毫米波双工器的发送端口相连，所述毫米波双工器的公共端口再与一个毫米波天线相连，通过它发送和接收已调毫米波信号。所述的毫米波双工器的接收端口与一个混频器的射频端连接。所述的另一个带通滤波器与另一个第二毫米波放大器的输入端连接，所述的另一个第二毫米波放大器的输出端与所述混频器的本振端相连，所述混频器的中频输出是上行已调中频信号。

一种串并联调制光学倍频毫米波RoF系统QPSK/16QAM调制方法，采用上述系统进行操作，其特征在于：用一个双电极Mach-Zehnder光调制器产生光波的高次边模；用一个IQ光调制器完成基带数字信号对光波的QPSK或16QAM调制；用一个光探测器实现已调光波模式到已调毫米波的转换。具体方法是：在一个双电极Mach-Zehnder光调制器的两个RF电极分别输入两个反向的余弦微波信号，通过对输入光波的大指数调相形成一系列光波边模，频率间隔为该驱动微波的频率，这是实现光学倍频毫米波生成的基础。在一个IQ光调制器的四个RF电极分别输入余弦中频信号、同频的正弦中频信号及I、Q两路基带数字信号，并在三个直流电极上加适当的偏压，完成对各个光波模式的相位键控和中频调制。已调的光波模式在基站的光探测器中发生差拍，就产生受基带信号QPSK或16QAM调制的微波谐波的中频边带。加入中频的目的是为了形成毫米波的中频边带，区分出毫米波发送和接收通道，并为上行光路提供已调中频信号。为了克服光波偏振态的影响双电极Mach-Zehnder光调制器和IQ光调制器的输入、输出尾纤都采用保偏光纤。双电极Mach-Zehnder光调制器的两条支臂长度相等，IQ光调制器的四条支臂长度也相等，于是就避免了光支路时延差引起的光波相位干涉噪声的干扰。这样，在基站的光探测器中产生毫米波的同时，又实现了基带信号对毫米波的中频边频分量的QPSK或16QAM调制。

以下对本发明的原理作进一步的说明：如图1所示，在中心站中，激光器通过保偏尾纤与一个双电极Mach-Zehnder光调制器的输入端相连；在双电极Mach-Zehnder光调制器的一条臂上的RF电极加由第一微波信号源输出的余弦微波信号，偏压电极接地；另一条臂上的RF电极加由第一微波信号源产生再经一个π移相器移相的余弦微波信号，偏压电极接地。双电极Mach-Zehnder光调制器的输出端连接一个IQ光调制器的输入端。在其中一路光调制器的一条臂上的RF电极加由第二微波信号源输出的余弦中频信号，在另一路光调制器的一条臂上的RF电极加由第二微波信号源产生的再经一个π/2移相器移相的正弦中频信号。I路基带信号与Q路基带信号分别加到IQ光调制器中未加中频信号的另两个RF电极上。IQ光调制器的两路直流电极和接地，而在其合路直流电极加V_π/2偏压。IQ光调制器的输出端与一个掺铒光纤放大器的输入端连接，掺铒光纤放大器的输出端连接下行链路光纤。在基站，下行链路光纤连接一个光探测器的光输入端。光探测器的电输出端与一个前置低噪声放大器的输入端相连，前置低噪声放大器的输出端与一个第一带通滤波器的输入端和另一个第二带通滤波器的输入端相连。第二带通滤波器的输出端与一个第一毫米波放大器的输入端相连，第一毫米波放大器的输出端与一个毫米波双工器的发射端口相连，毫米波双工器的公共端口与一个毫米波天线相连。毫米波双工器的接收端与一个低噪声放大器的输入端相连，低噪声放大器的输入端与一个混频器的射频端相连。带通滤波器的输出端与一个第二毫米波放大器的输入端相连，第二毫米波放大器的输出端与混频器的本振端相连。混频器的中频端输出上行已调中频信号。

对图1中串并联光调制器组合的工作原理用图2做具体解释。

IQ光调制器的调制特性当V_b3＝-V_π/2时为

$\frac{{E_o}^{\prime }}{E_o}=\frac{1}{4}\{e^{j[\pi \frac{V_{b1}}{V_{\pi }}+\pi \frac{V_1\left(t\right)}{V_{\pi }}+{\phi }_n\left(t\right)-\frac{\pi }{2}]}+e^{j[\pi \frac{V_1^{\prime }\left(t\right)}{V_{\pi }}+{\phi }_n\left(t\right)-\frac{\pi }{2}]}$

$+e^{j[\pi \frac{V_{b2}}{V_{\pi }}+\pi \frac{V_2(t-\tau )}{V_{\pi }}+{\phi }_n(t-\tau )]}+e^{j[\pi \frac{V_2^{\prime }(t-\tau )}{V_{\pi }}+{\phi }_n(t-\tau )]}\}$

式中E_o和E_o′分别是IQ光调制器的输入和输出光波电场，V_b1，V_b2，V_b3分别是IQ光调制器的三个直流偏压，V₁(t)，V₁′(t)和V₂(t)，V₂′(t)分别是IQ光调制器的两对射频电极上的驱动电压，V_π是IQ光调制器的半波电压。φ_n(t)是激光源的相位噪声，τ是IQ光调制器并联两路的时延差。

IQ光调制器的输出光波强度为

${I_0}^{\prime }=\frac{1}{2}{E_o}^{\prime }{E_o}^{\prime *}$

$=\frac{1}{16}{\left|E_o\right|}^2\{2+\cos [\pi \frac{V_{b1}}{V_{\pi }}+\pi \frac{V_1\left(t\right)-{V_1}^{\prime }\left(t\right)}{V_{\pi }}]+\cos [\pi \frac{V_{b2}}{V_{\pi }}+\pi \frac{V_2\left(t\right)-{V_2}^{\prime }\left(t\right)}{V_{\pi }}]$(1)

$+\sin [\pi \frac{V_{b1}}{V_{\pi }}+\pi \frac{V_1\left(t\right)-{V_2}^{\prime }\left(t\right)}{V_{\pi }}]-\sin [\pi \frac{V_{b2}}{V_{\pi }}+\pi \frac{V_2\left(t\right)-{V_1}^{\prime }\left(t\right)}{V_{\pi }}]$

$+\sin [\pi \frac{V_{b1}-V_{b2}}{V_{\pi }}+\pi \frac{V_1\left(t\right)-V_2\left(t\right)}{V_{\pi }}]-\sin \left[\pi \frac{{V_2}^{\prime }\left(t\right)-{V_1}^{\prime }\left(t\right)}{V_{\pi }}\right]\}$

从这里看出，由于IQ光调制器中集成的并联光波导的长度相等，故两路时延差τ为零，于是激光源相位噪声在光路汇合时抵消，对后续过程没有影响。

设V_b1＝V_b2＝0，πV₁(t)/V_π＝αcos(ω_it)，πV₁′(t)/V_π＝φ₁，πV₂′(t)/V_π＝φ₂，这里ω_i是中频信号的角频率，α是中频信号的光调制度，则有

${I_0}^{\prime }=\frac{1}{16}{\left|E_o\right|}^2\{2+\cos [\alpha \cos \left({\omega }_{i}t\right)-{\phi }_1]+\cos [\alpha \sin \left({\omega }_{i}t\right)-{\phi }_2]$

$+\sin [\alpha \cos \left({\omega }_{i}t\right)-{\phi }_2]-\sin [\alpha \sin \left({\omega }_{i}t\right)-{\phi }_1]$

$+\sin [\alpha \cos \left({\omega }_{i}t\right)-\alpha \sin \left({\omega }_{i}t\right)]-\sin [{\phi }_2-{\phi }_1]\}$

$=\frac{1}{16}{\left|E_o\right|}^2\{2+\cos [\alpha \cos \left({\omega }_{i}t\right)]\cos {\phi }_1+\sin [\alpha \cos \left({\omega }_{i}t\right)]\sin {\phi }_1$

$+\cos \left[\alpha \sin \left({\omega }_{i}t\right)\right]\cos {\phi }_2+\sin \left[\alpha \sin \left({\omega }_{i}t\right)\right]\sin {\phi }_2$

$+\sin \left[\alpha \cos \left({\omega }_{i}t\right)\right]\cos {\phi }_2-\cos \left[\alpha \cos \left({\omega }_{i}t\right)\right]\sin {\phi }_2$

$-\sin \left[\alpha \sin \left({\omega }_{i}t\right)\right]\cos {\phi }_1+\cos \left[\alpha \sin \left({\omega }_{i}t\right)\right]\sin {\phi }_1$

$+\sin \left[\alpha \cos \left({\omega }_{i}t\right)\right]\cos \left[\alpha \sin \left({\omega }_{i}t\right)\right]-\cos \left[\alpha \cos \left({\omega }_{i}t\right)\right]\sin \left[\alpha \sin \left({\omega }_{i}t\right)\right]$

$-\sin [{\phi }_2-{\phi }_1]\}$

当α很小(考虑中频调制为线性调制)，cos[αcos(ω_st)]＝cos[αsin(ω_st)]≈J₀(α)，sin[αcos(ω_st)]≈2J₁(α)cos(ω_st)，sin[αsin(ω_st)]≈2J₁(α)sin(ω_st)，J₀(α)和J₁(α)分别为另阶和一阶第一类贝塞耳函数，就得到

${I_0}^{\prime }=\frac{1}{16}{\left|E_o\right|}^2\{2+\sin [{\phi }_1-{\phi }_2]+J_0\left(\alpha \right)[\cos {\phi }_1+\cos {\phi }_2+\sin {\phi }_1-\sin {\phi }_2]$

(2)

$+2J_0\left(\alpha \right)J_1\left(\alpha \right)[\cos \left({\omega }_{i}t\right)-\sin \left({\omega }_{i}t\right)]$

$+2J_1\left(\alpha \right)[\cos ({\omega }_{i}t-{\phi }_2)-\sin ({\omega }_{i}t-{\phi }_1)]\}$

当IQ光调制器与前级DD-MZM双电极光调制器连接时，其输入光波电场(前级DD-MZM的输出光波电场)为

$E_o=\frac{1}{2}{E}_i\{e^{j\left[\pi \frac{V_0\left(t\right)}{V_{\pi }}\right]}+e^{j\left[\pi \frac{{V_0}^{\prime }\left(t\right)}{V_{\pi }}\right]}\}$

其中E_i是前级DD-MZM的输入光波电场，V₀(t)，V₀′(t)是前级DD-MZM的微波驱动电压，V_π是前级DD-MZM的半波电压。

设πV₀(t)/V_π＝βcos(ω_st)，V₀′(t)＝-V₀(t)，这里E_c，ω_c分别是输入光波电场的振幅和角频率，ω_s是微波驱动电压的角频率，β是微波驱动电压的光调制度，则有

${\left|E_o\right|}^2=\frac{1}{2}{E_c}^2\{1+\cos [2\beta \cos \left({\omega }_{s}t\right)\left]\right\}$(3)

$=\frac{1}{2}{E_c}^2\{1+J_0\left(2\beta \right)+2\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)\cos \left(2n{\omega }_{s}t\right)\}$

其中J_2n(x)是2n阶第一类贝塞耳函数。代入(2)，得

$\{2+\sin [{\phi }_1-{\phi }_2]+J_0\left(\alpha \right)[\cos {\phi }_1+\cos {\phi }_2+\sin {\phi }_1-\sin {\phi }_2]$

$+2J_0\left(\alpha \right)J_1\left(\alpha \right)[\cos \left({\omega }_{i}t\right)-\sin \left({\omega }_{i}t\right)]$

$+2J_1\left(\alpha \right)[\cos ({\omega }_{i}t-{\phi }_2)-\sin ({\omega }_{i}t-{\phi }_1)]\}$

$=\frac{1}{16}{E_c}^2\left\{\right[1+J_0\left(2\beta \right)\left]\right[1+\frac{1}{2}\sin ({\phi }_1-{\phi }_2)+\frac{1}{2}{J}_0\left(\alpha \right)(\cos {\phi }_1+\cos {\phi }_2+\sin {\phi }_1-\sin {\phi }_2)]---\left(4\right)$

$+[1+J_0\left(2\beta \right)]J_0\left(\alpha \right)J_1\left(\alpha \right)[\cos \left({\omega }_{i}t\right)-\sin \left({\omega }_{i}t\right)]$

$+[1+J_0\left(2\beta \right)]J_1\left(\alpha \right)[\cos ({\omega }_{i}t-{\phi }_2)-\sin ({\omega }_{i}t-{\phi }_1)]$

$+[2+\sin ({\phi }_1-{\phi }_2)+J_0\left(\alpha \right)(\cos {\phi }_1+\cos {\phi }_2+\sin {\phi }_1-\sin {\phi }_2)]\times$

$\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)\cos \left(2n{\omega }_{s}t\right)$

$+J_0\left(\alpha \right)J_1\left(\alpha \right)\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)[\cos \left((2n{\omega }_s+{\omega }_i)t\right)+\cos \left((2n{\omega }_s-{\omega }_i)t\right)$

$-\sin \left((2n{\omega }_s+{\omega }_i)t\right)+\sin \left((2n{\omega }_s-{\omega }_i)t\right)]$

$+J_1\left(\alpha \right)\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)[\cos ((2n{\omega }_{s}t+{\omega }_i)t-{\phi }_2))+\cos ((2n{\omega }_{s}t-{\omega }_i)t+{\phi }_2)$

$-\sin ((2n{\omega }_{s}t+{\omega }_i)t-{\phi }_1))+\sin ((2n{\omega }_{s}t-{\omega }_i)t+{\phi }_1)$

(1)QPSK

取随机相位则有

${I_0}^{\prime }=\frac{1}{16}{E_c}^2\{[1+J_0\left(2\beta \right)]+[1+\frac{1}{2}{J}_0\left(\alpha \right)(\sin {\phi }_1-{\sin \phi }_2)]$

$+[1+J_0\left(2\beta \right)]J_0\left(\alpha \right)J_1\left(\alpha \right)[\cos \left({\omega }_{i}t\right)-\sin \left({\omega }_{i}t\right)]$

$+[1+J_0\left(2\beta \right)]J_1\left(\alpha \right)[\cos ({\omega }_{i}t-{\phi }_2)-\sin ({\omega }_{i}t-{\phi }_1)]$

$+[2+J_0\left(\alpha \right)({\sin \phi }_1-\sin {\phi }_2)]\times \underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)\cos \left(2n{\omega }_{s}t\right)$(5)

$+J_0\left(\alpha \right)J_1\left(\alpha \right)\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)[\cos \left((2n{\omega }_s-{\omega }_i)t\right)+\cos \left((2n{\omega }_s+{\omega }_i)t\right)$

$+\sin \left((2n{\omega }_s-{\omega }_i)t\right)-\sin \left((2n{\omega }_s+{\omega }_i)t\right)]$

$+J_1\left(\alpha \right)\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)[\cos ((2n{\omega }_{s}t-{\omega }_i)t+{\phi }_2))+\cos ((2n{\omega }_{s}t+{\omega }_i)t-{\phi }_2)$

$+\sin ((2n{\omega }_{s}t-{\omega }_i)t+{\phi }_1))-\sin ((2n{\omega }_{s}t+{\omega }_i)t-{\phi }_1)\}$

这个输出光强中包含如下频率成分：

直流及基带$\frac{1}{16}{E_c}^2\left\{\right[1+J_0\left(2\beta \right)\left]\right[1+\frac{1}{2}{J}_0\left(\alpha \right)(\sin {\phi }_1-\sin {\phi }_2)]$

中频及已调中频

$\frac{1}{16}{E_c}^2[1+J_0\left(2\beta \right)]J_1\left(\alpha \right)\left\{J_0\left(\alpha \right)\right[\cos \left({\omega }_{i}t\right)-\sin \left({\omega }_{i}t\right)]$

$+\cos ({\omega }_{i}t-{\phi }_2)-\sin ({\omega }_{i}t-{\phi }_1)\}$

谐波及已调谐波$\frac{1}{16}{E_c}^2[2+J_0\left(\alpha \right)(\sin {\phi }_1-\sin {\phi }_2)]\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)\cos \left(2n{\omega }_{s}t\right)$

谐波的中频边频$\frac{1}{16}{E_c}^2{J}_0\left(\alpha \right)J_1\left(\alpha \right)\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)[\cos (2n{\omega }_s-{\omega }_i)t+\cos (2n{\omega }_s+{\omega }_i)t$

$+\sin (2n{\omega }_s-{\omega }_i)t-\sin (2n{\omega }_s+{\omega }_i)t]$

谐波的已调中频边带

${I_0}^{\prime }=\frac{1}{16}{E_c}^2{J}_1\left(\alpha \right)\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)\left\{\cos \right[(2n{\omega }_{s}t-{\omega }_i)t+{\phi }_2]+\cos [(2n{\omega }_{s}t+{\omega }_i)t-{\phi }_2]$

$+\sin [(2n{\omega }_{s}t-{\omega }_i)t+{\phi }_1]-\sin [(2n{\omega }_{s}t+{\omega }_i)t-{\phi }_1]\}$

用一个超窄的带通滤波器可以取出驱动微波的2n次谐波，同时用适当带宽的带通滤波器即能获得该2n次谐波的被QPSK调制的中频下边带或上边带信号。

(2)16QAM

取随机相位则(4)式最后一项代表一个驱动微波的2n次谐波的被16QAM调制的中频下边带或上边带信号，用适当带宽的带通滤波器取出即可。

基站光探测器产生的QPSK和16QAM星座图如图3。射频频谱示意图如图4。

本发明与现有技术相比较，具有以下突出特点和显著优点：(1)利用一条光纤链路产生驱动微波的高次谐波从而生成毫米波，同时获得QPSK调制的毫米波信号，避免了用两条独立光纤链路分别传输QPSK信号的I路和Q路信息，使系统得以简化；(2)使用了一个集成的IQ光调制器，克服了用两个独立双电极光调制器引起的支路光时延差，避免了光相位干涉噪声对调制信号的干扰，能大大降低系统的误码率；(3)本发明插入了中频导频信号，生成了毫米波的已调中频下边带和上边带信号，从而使基站毫米波发送通道与接收通道频率不同，于是发送与接收可以共用一副毫米波天线。总之，本发明结构简单、成本较低，能在毫米波RoF系统中实现高效的QPSK与16QAM调制，有利于提高毫米波RoF系统的通信容量。

附图说明：

图1是本发明串并联调制光学倍频毫米波RoF系统结构示意图。

图2是串并联光调制组合结构示意图。

图3是星座图。

图4是光学生成射频频谱示意图。

具体实施方式：

本发明的优选实施例子结合附图说明如下：

实施例一：

参见图1，本发明串并联调制光学倍频毫米波RoF系统包括中心站1、基站2和下行链路光纤3。中心站1和基站2通过下行链路光纤3连接，其特征在于所述的中心站1的结构：一个激光器1-1通过保偏尾纤与一个双电极Mach-Zehnder光调制器1-4的输入端相连；在该双电极Mach-Zehnder光调制器1-4的一条臂上的RF电极加由一个第一微波信号源1-3输出的余弦微波信号，偏压电极接地；另一条臂上的RF电极加由所述第一微波信号源1-3产生再经一个π移相器1-2移相的余弦微波信号，偏压电极接地；所述双电极Mach-Zehnder光调制器1-4的输出端通过保偏尾纤连接一个IQ光调制器1-5的输入端；在该IQ光调制器1-5中一路光调制器的一条臂上的RF电极加由一个第二微波信号源1-6输出的余弦中频信号，在另一路光调制器的一条臂上的RF电极加由所述第二微波信号源1-6产生的再经一个π/2移相器1-11移相的正弦中频信号；I路基带信号1-8与Q路基带信号1-9分别加到IQ光调制器1-5中未加中频信号的另两个RF电极上；IQ光调制器1-5的两路直流电极1-7、1-10)接地，而在其合路直流电极1-12加V_π/2偏压；所述IQ光调制器1-5的输出端与一个掺铒光纤放大器1-13的输入端连接；所述掺铒光纤放大器1-13的输出端连接所述下行链路光纤3；所述的基站2的结构：所述下行链路光纤3连接一个光探测器2-1的光输入端，该光探测器2-1的电输出端与一个前置低噪声放大器2-2的输入端相连，该前置低噪声放大器2-2的输出端与一个第一带通滤波器2-3的输入端和一个第二带通滤波器2-4的输入端相连，该第二带通滤波器2-4的输出端与一个第一毫米波放大器2-5的输入端相连，该第一毫米波放大器2-5的输出端与一个毫米波双工器2-6的发射端口相连，该毫米波双工器2-6的公共端口与一个毫米波天线2-7相连；所述毫米波双工器2-6的接收端与一个低噪声放大器2-8的输入端相连，该低噪声放大器2-8的输入端与一个混频器2-10的射频端相连，所述第一带通滤波器2-3的输出端与一个第二毫米波放大器2-9的输入端相连，该第二毫米波放大器2-9的输出端与所述混频器2-10的本振端相连，该混频器2-10的中频端输出上行已调中频信号。中心站1中双电极Mach-Zehnder光调制器的1-4的任务是通过大幅度微波调制产生光波的高次边模。后续IQ光调制器1-5的任务是进行对光波模式的基带调相和中频调制。基站2的任务是由光探测器2-1从已调光波生成QPSK或16QAM调制的毫米波，向空间做下行发射，并从空间接收已调毫米波，通过混频器2-9转换成已调中频信号，供上行光纤传送之用。

实施例二：

本串并联调制光学倍频毫米波RoF系统QPSK/16QAM调制方法，采用上述系统进行操作，其特征在于：在一个双电极Mach-Zehnder光调制器1-4的两个RF电极分别输入余弦和倒相的余弦微波信号，直流电极偏压电极接地，对光源输入光波进行大指数的相位调制，在该光调制器1-4的输出口就产生围绕中心波长的一系列光波高次边模，相邻模式的频差等于驱动微波频率；在IQ光调制器1-5的四个RF电极分别输入I、Q支路的随机基带数字信号和两个相位正交的中频信号，把两个直流电极1-7、1-10接地，同时在合路处的直流电极1-12加偏压，以引入π/2相移，这样来完成对光波模式的QPSK或16QAM调制和中频调制；在基站2光探测器2-1的光电转换过程中，所有已调的光波模式发生差拍，于是生成了微波的偶次谐波，及围绕偶次谐波的被QPSK或16QAM调制的中频边频分量，通过恰当的滤波和放大，就获得供天线发射的QPSK或16QAM调制的毫米波信号，同时获得供接收混频器使用的纯净的毫米波本振信号。本实施例中解决的基于串并联光调制器实现光学倍频毫米波生成和QPSK或16QAM调制的关键技术有：为双电极Mach-Zehnder光调制器1-4选择最佳的调相指数β(使要求的毫米波幅度最大)；对IQ光调制器1-5提供合适的基带信号电平(使产生的信号星座图符合要求)；对双电极Mach-Zehnder光调制器1-4和IQ光调制器1-5进行温度稳定和偏压控制(使系统输出稳定)；设计、制作超窄的毫米波带通滤波器2-3(以提取纯净的混频必需的毫米波本振信号)；激光器1-1、双电极Mach-Zehnder光调制器1-4与IQ光调制器1-5之间通过保偏尾纤连接，以克服光偏振方向变化对光调制器的影响。

系统参数取为：激光器工作波长1550.12nm，线宽10MHz，功率40mW；基带数据速率1.25Gbit/s；中频频率2.4GHz；驱动微波信号频率5GHz。取其第8次谐波，故产生的已调毫米波载波频率为40-2.4＝37.6GHz，带宽对QPSK信号为1.25GHz，对16QAM信号为625MHz。双电极Mach-Zehnder光调制器的半波电压为V_π＝4.6V，IQ光调制器的半波电压为V_π＝3.4V，故IQ光调制器的基带数字信号电平为{V₁′：-2.55V，-0.85V，+0.85V，+2.55V}，{V₂′：-3.40V，-1.70V，0V，+1.70V}。双电极Mach-Zehnder光调制器的5GHz驱动电压振幅为V₀＝7V，由此算得调相指数为β＝πV₀/V_π＝4.8，使J₈(2β)最大，确保第8次谐波-40GHz毫米波的幅度最大，此时5GHz微波的驱动功率为+26.9dBm。IQ光调制器的中频信号的幅度通常取得很小，使光调制指数α很小，这时毫米波的中频边频只有一对，但2nf_s频点保含有较高的基带调制分量：

$\frac{1}{16}{E_c}^2[2+J_0\left(\alpha \right)({\sin \phi }_1-\sin {\phi }_2)]\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(2\beta \right)\cos \left(2n{\omega }_{s}t\right)$

1-为了获得纯净的40GHz本振信号，超窄带的带通滤波器2-3难于制作。为此，取α＝2.405，J₀(α)＝0，使2nf_s频点的基带调制分量J₀(α)(sinφ₁-sinφ₂)消失。这样做造成毫米波的2、3次中频边带的出现，但通过恰当设计毫米波带通滤波器2-4的带宽去除了2、3次中频边带的影响。

采取了上面这些措施，就在基站获得了载波频率为37.6GHz的QPSK或16QAM调制的发送信号，同时接收载波频率为42.4GHz的QPSK或16QAM调制的接收信号。基站中又产生了纯净的40GHz毫米波本振信号，不但用于上行混频，而且与37.6GHz已调毫米波一道通过毫米波天线发射，使毫米波无线终端的载波恢复工作得到了简化。

这样本发明就完满地实现了1.25G Gbit/s数据通过毫米波RoF系统的传输。