恒导通时间的高功率因数LED驱动器原边恒流控制装置

摘要

本发明公开了一种恒导通时间的高功率因数LED驱动器原边恒流控制装置。现有的恒流控制装置易出现光耦老化问题且电路较为复杂。本发明中的峰值采样保持模块的输出端接副边电流模拟模块的输入端，副边电流模拟模块的输出端接平均电流环的输入端，平均电流环的输出端接比较模块的一个输入端，比较模块的另一个输入端接锯齿波产生模块的输出端，比较模块的输出端接驱动脉冲产生模块的一个输入端，驱动脉冲产生模块的另一个输入端接电感电流过零检测模块的输出端，驱动脉冲产生模块的输出端接驱动模块。本发明可实现高功率因数和输出恒流控制。

说明书

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，涉及一种恒导通时间的高功率因数LED驱动器原边恒流控制装置。

背景技术

目前大功率的LED驱动器通常需满足以下几项要求：输出恒流、高功率因数和电气隔离。其中输出恒流是LED自身特点所决定，高功率因数是为了降低驱动器对公用电网的污染，而电气隔离是出于安全考虑。电气隔离通常采用高频变压器实现，为了实现输出恒流控制，通常的做法是要采集输出电流信号，然后通过光耦元件传到原边控制电路。副边电流采样电路和光耦的存在，增加了电路的复杂性，进一步，由于光耦存在老化问题，使电路的稳定性和使用寿命都受到一定影响。

一种解决方案是采用原边恒流控制，即无需副边电流采样和光耦元件，直接通过在隔离变压器的原边得到输出电流的信息或者采用恒功率控制，以实现输出恒流。此外为了满足高功率因数的要求，控制电路还需能实现功率因数校正功能。目前已有能实现原边恒流控制和高功率因数要求的控制芯片主要有PI的LNK-PH系列和Infineon的ICL8001G，这两种芯片基本上能满足原边恒流控制和高功率因数要求，但是性能未必最优。

因此，研究结构简单、高性能的隔离型高功率因数反激式LED驱动器的原边恒流控制装置是一项非常具有实际应用价值的工作。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术的不足，提供了一种恒导通时间的高功率因数LED驱动器原边恒流控制装置，该装置无需乘法器，结构非常简单。

本发明解决技术问题所采取的技术方案为：

本发明包括峰值采样保持模块、副边电流模拟模块、平均电流环、锯齿波产生模块、比较模块、电感电流过零检测模块、驱动脉冲产生模块、驱动模块。

峰值采样保持模块的输出端接副边电流模拟模块的输入端，副边电流模拟模块的输出端接平均电流环的输入端，平均电流环的输出端接比较模块的一个输入端，比较模块的另一个输入端接锯齿波产生模块的输出端，比较模块的输出端接驱动脉冲产生模块的一个输入端，驱动脉冲产生模块的另一个输入端接电感电流过零检测模块的输出端，驱动脉冲产生模块的输出端接驱动模块。

所述的副边电流模拟模块可以采用以下六种技术方案实现

方案一：副边电流模拟模块包括电阻R₁₁和开关S₁₁；电阻R₁₁的一端接峰值采样保持模块的输出端，电阻R₁₁的另一端接开关S₁₁的一端并作为副边电流模拟模块的输出端，开关S₁₁的另一端接地，开关S₁₁的控制端接驱动产生模块的正相输出端Q。

方案二：副边电流模拟模块包括电阻R₁₁、开关S₁₁和反相器U₁₁，电阻R₁₁的一端接峰值采样保持模块的输出端，电阻R₁₁的另一端接开关S₁₁的一端并作为副边电流模拟模块的输出端，开关S₁₁的另一端接地，开关S₁₁的控制端接反相器U₁₁的输出端，反相器U₁₁的输入端接驱动脉冲产生模块的反相输出端

方案三：副边电流模拟模块包括开关S₄₄、开关S₅₅和反相器U₂₂，开关S₅₅的一端接峰值采样保持电路的输出端，开关S₅₅的另一端与开关S₄₄的一端相连后作为副边电流模拟模块电路的输出端，开关S₄₄的另一端接地，开关S₄₄控制端接驱动脉冲产生模块的正相输出端Q，S₅₅的控制信号由驱动脉冲产生模块的正相输出端Q经反相器U₂₂反相之后得到。

方案四：副边电流模拟模块包括开关S₄₄和开关S₅₅，开关S₅₅的一端接峰值采样保持电路的输出端，开关S₅₅的另一端与开关S₄₄的一端相连后作为副边电流模拟模块电路的输出端，开关S₄₄的另一端接地，开关S₄₄控制端接驱动脉冲产生模块的正相输出端Q，开关S₅₅的控制端接驱动脉冲产生模块的反相输出端

方案五：副边电流模拟模块包括开关S₆₆和电阻R₆₆，开关S₆₆的一端接峰值采样保持电路的输出端，开关S₆₆的另一端与接电阻R₆₆的一端后作为副边电流模拟模块电路的输出端，电阻R₆₆的另一端接地，开关S₆₆的控制端直接接驱动脉冲产生模块的反相输出端

方案六：副边电流模拟模块包括开关S₆₆、电阻R₆₆和反相器U₃₃，开关S₆₆的一端接峰值采样保持电路的输出端，开关S₆₆的另一端与接电阻R₆₆的一端后作为副边电流模拟模块电路的输出端，电阻R₆₆的另一端接地，开关S₆₆的控制信号由驱动脉冲产生模块的正相输出端Q经反相器U₃₃反相之后得到。

所述的平均电流环包括输入电阻R₂₂、补偿网络、电压基准Vref和运算放大器，副边电流模拟模块的输出经电阻R₂₂接到平均电流环中的运算放大器的负端输入，运算放大器正端输入接电压基准Vref，补偿网络的一端与运算放大器负端输入连接，补偿网络的另一端与运算放大器输出端连接。

所述的电压基准Vref可以采取以下三种技术方案：

方案一：电压基准Vref采用直流电压源。

方案二：电压基准Vref包括除法器、电阻R_a1、电阻R_a2、电阻R_a3、电阻R_a4和电容C_a1；R_a1一端接反激式LED驱动器输入整流器B₁的高电平输出端，另一端与电阻R_a3和电容C_a1并联支路的一端相连后接到除法器的除数端B，电阻R_a3和电容C_a1并联的另一端接地，电阻R_a2的一端、电阻R_a4的一端与除法器的被除数端A连接，电阻R_a2的另一端接反激式LED驱动器输入整流器B₁的高电平输出端，电阻R_a4的另一端接地，除法器的输出作为电压基准Vref的输出，为幅值恒定、与输入整流器B₁的输出同频同相的正弦半波信号。

方案三：电压基准Vref包括除法器、三极管Q_b1、电阻R_b1、电阻R_b2、电阻R_b3、电容C_b1、第一镜像电流源和第二镜像电流源；电阻R_b1一端接反激式LED驱动器输入整流器B₁的高电平输出端，电阻R_b1另一端接三极管Q_b1的集电极和基极，三极管Q_b1的发射极接地；三极管Q_b1的集电极和基极分别接第一镜像电流源和第二镜像电流源的输入端，第一镜像电流源的输出端与电阻R_b2的一端、电容C_b1的一端、除法器的除数端B连接，电阻R_b2的另一端与电容C_b1的另一端接地；第二镜像电流源的输出端与电阻R_b3的一端、除法器的被除数端A连接；电阻R_b3的另一端接地，除法器的输出作为电压基准Vref的输出，为幅值恒定、与输入整流器B₁的输出同频同相的正弦半波信号。

所述的锯齿波产生模块包括直流电压源V_DD、直流电流源I_DC、电容C₃₃和开关S₃₃；直流电流源I_DC的输入端与直流电压源V_DD连接，输出端接电容C₃₃的一端和开关S₃₃的一端，并作为锯齿波产生模块的输出端；电容C₃₃的另一端和开关S₃₃的另一端相连之后接地，开关S₃₃的控制端接驱动产生模块的反相输出端

所述的比较模块包括第一比较器U₁，第一比较器U₁的负端输入接平均电流环的输出端，第一比较器U₁的正端输入接锯齿波产生模块的输出。

所述的电感电流过零检测模块包括第二比较器U₂和延时模块，第二比较器U₂的负端输入接反激式LED驱动器变压器的辅助绕组异名端，U₂的正端输入接地；延时模块的一端与第二比较器U₂的输出端连接，延时模块的另一端作为电感电流过零检测模块的输出端。

所述的驱动脉冲产生模块采用RS触发器，RS触发器的R脚接比较模块的输出端，RS触发器的S脚接电感电流过零检测模块的输出端。驱动脉冲产生模块的输出经驱动模块送到反激式LED驱动器原边开关管Q₁的门极，驱动脉冲产生模块的输出同时作为副边电流模拟模块中的开关的控制信号。

本发明作为隔离型反激式LED驱动器的控制装置，与反激式LED驱动器的主电路共同构成开关电源。传统的单管反激式LED驱动器的主电路包括输入整流器、输入电容、吸收网络、变压器、原边开关管、原边电流采样网络、输出整流器和输出电容。其中输入电容为一容量非常小的电容，主要起到滤波作用，对输入整流器输出的正弦半波波形基本没有影响。本发明的反激式LED驱动器的主电路也可以为传统单管反激式拓扑其它的变结构拓扑，如双管反激式变换器等。

所述的峰值采样保持模块与反激式LED驱动器主电路的原边电流采样网络相连，在每个开关周期对原边电流采样信号进行峰值采样保持，提取原边电流采样信号峰值。

所述的副边电流模拟模块接到峰值采样保持模块之后，用来模拟副边输出整流器电流。输出整流器电流波形的包络线为正弦半波，具体到单个开关周期，副边输出整流器电流波形为斜率线性下降的直角三角形。副边电流模拟模块的单个开关周期的输出波形是一矩形波，宽度等于原边开关管关断时间(约等于副边输出整流器导通时间)，幅值等于原边电流采样信号单个开关周期的峰值电压，因此面积与副边输出整流器电流波形面积的两倍成比例。

所述的平均电流环对副边电流模拟模块的输出信号平均值与所述的电压基准进行比较并对二者之间误差加以放大。

所述锯齿波产生模块在反激式LED驱动器原边开关管导通期间产生锯齿波；在原边开关管关断期间，锯齿波产生模块输出低电平。

所述的比较模块的输入分别为锯齿波产生模块的输出信号和平均电流环的输出信号。比较模块对锯齿波产生模块的输出信号和平均电流环的输出信号进行比较，当锯齿波产生模块的输出信号上升到与平均电流环的输出信号相等时，比较模块输出从低电平翻转为高电平。

所述的电感电流过零检测模块检测反激式LED驱动器的变压器辅助绕组电压信号，间接检测出变压器激磁电感电流过零点。当变压器辅助绕组电压信号降到零时，电感电流过零检测模块输出高电平。

所述的驱动脉冲产生模块根据比较模块和电感电流过零检测模块的输出电平信号产生脉冲信号：当比较模块产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块的脉冲信号由高电平复位到低电平；当电感电流过零检测模块产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块的脉冲信号由低电平置位到高电平；周而复始，产生脉冲序列。

所述的驱动模块用来增强所述驱动脉冲产生模块的驱动能力。

其中，所述的反激式LED驱动器工作在临界断续模式(BCM)。

其中，所述的副边电流模拟模块可以采用所述的六种技术方案中的其中任意一种。

其中，平均电流环的电压基准，可以是方案一所述的直流电压基准，也可以是由所述的方案二或方案三产生的与反激式LED驱动器输入整流桥的输出电压同频同相、幅值固定的正弦半波电压基准。

其中，所述的平均电流环的运算放大器可以是电压型或电流型(跨导型)。

进一步，所述平均电流环的补偿网络可以为纯积分环节，也可以为比例积分环节，或者比例积分微分环节，属于公知技术。

其中，所述驱动模块可以是两个双极晶体管或金属氧化物半导体场效应管构成的推挽结构(图腾柱结构)，属于公知技术。

其中，所述的开关可以是单个双极晶体管、金属氧化物半导体场效应管或由多个双极晶体管或金属氧化物半导体场效应管实现的组合开关。

基于以上阐述，本发明的核心思想在于：通过电感电流过零检测模块检测反激式LED驱动器变压器电感电流过零点，并在变压器电感电流过零时开通原边开关管，从而使反激式LED驱动器工作在电流临界断续模式(BCM)；通过所述的峰值采样保持模块对原边电流采样信号进行峰值采样和保持，获取原边电流采样信号的峰值包络线；获取原边电流采样信号的峰值包络线之后，通过所述的副边电流模拟模块，模拟出面积与副边二极管电流两倍面积成比例的信号；将副边电流模拟模块的输出信号送到平均电流环中，利用平均电流环自身具有平均值滤波功能，在平均电流环的输入端得到与输出电流平均值成比例的正弦半波信号，通过与电压基准进行比较，将二者的误差信号经过平均电流环的补偿网络进行放大，得到一误差放大的直流信号；通过锯齿波产生模块产生的锯齿波与平均电流环输出的直流信号进行比较，获得原边开关管的关断触发信号，由于锯齿波斜率固定，从而使整个工频周期内原边开关管导通时间为恒定值；当输入整流器输出的正弦半波电压作用在原边变压器两端的时间恒定时，原边电流采样信号峰值包络线为正弦半波，从而实现反激式LED驱动器的高功率因数；当输出电流发生波动，使得平均电流环的输出直流信号幅值变化，从而改变原边开关管导通时间，使得输出电流平均值趋于稳定，实现输出恒流。输出电流的恒流值可以通过改变原边电流采样系数或者改变平均电流环中的电压基准实现。

本发明的有益效果在于：本发明提出的恒导通时间的隔离型高功率因数反激式LED驱动器的原边恒流控制装置，无需光耦和副边反馈电路，即可实现高功率因数和输出恒流控制。与同类型高功率因数原边恒流控制电路相比，省去了乘法器，结构更加简单；进一步，原边核心控制电路可以集成为单芯片。

附图说明

图1为本发明与反激式LED驱动器的主电路连接示意图；

图2为本发明的第一具体实施例示意图；

图3为本发明工作原理波形分析图；

图4为本发明中副边电流模拟模块的六种具体实现方案；

图5为本发明的第二具体实施例示意图；

图6为本发明的第三具体实施例示意图；

图7为本发明与非隔离的升降压电路的主电路连接示意图。

具体实施方式

以下结合本发明框图以及具体实施例示意图本发明内容进行详细说明。

参照图1，恒导通时间的高功率因数LED驱动器原边恒流控制装置包括：峰值采样保持模块100、副边电流模拟模块200、平均电流环300、锯齿波产生模块400、比较模块500、电感电流过零检测模块600、驱动脉冲产生模块700和驱动模块800。

峰值采样保持模块100的输出端接副边电流模拟模块200的输入端，副边电流模拟模块200的输出端接平均电流环300的输入端，平均电流环400的输出端接比较模块的一个输入端，比较模块500的另一个输入端接锯齿波产生模块400的输出端，比较模块500的输出端接驱动脉冲产生模块700的一个输入端，驱动脉冲产生模块700的另一个输入端接电感电流过零检测模块600的输出端，驱动脉冲产生模块700的输出端接驱动模块800。

本发明的应用对象为反激式LED驱动器的主电路，包括输入整流桥B₁、输入电容C_in、变压器T、吸收网络、原边开关管Q₁、原边电流采样网络、输出整流器(选用二极管D₁)和输出电容C₀。

参照图2的第一具体实施例示意图：峰值采样保持模块100与反激式LED驱动器主电路的原边电流采样网络相连，在每个开关周期对原边电流采样信号进行峰值采样保持，提取原边电流采样信号峰值；其中，峰值采样保持模块具体可选用中国专利(公开号：CN 101615432)公开的峰值采样保持电路。

副边电流模拟模块200包括：电阻R₁₁和开关S₁₁；电阻R₁₁的一端接峰值采样保持模块100的输出，电阻R₁₁的另一端接开关S₁₁的一端，二者的连接点作为副边电流模拟模块200的输出，开关S₁₁的另一端接地，开关S₁₁的控制端接驱动产生模块700的正相输出端Q，当控制端电平为高电平，开关S₁₁导通，当当控制端电平为低电平，开关S₁₁关断；副边电流模拟模块200的输出为一方波信号。

平均电流环300包括输入电阻R₂₂、补偿网络、电压基准Vref和运算放大器。副边电流模拟模块200的输出经电阻R₂₂接到平均电流环300中的运算放大器的负端输入，运算放大器正端输入接电压基准Vref。由于平均电流环具有开关周期平均值滤波效果，因此平均电流环300的运算放大器负端输入信号为副边电流模拟模块200的输出信号滤除了开关周期纹波之后的平均值。该信号与电压基准Vref进行比较，二者之间误差经补偿网络和运算放大器加以放大之后输出一叠加了两倍交流电网频率的低频纹波和高频开关纹波的直流电平信号。

锯齿波产生模块400包括直流电压源V_DD、直流电流源I_DC、电容C₃₃和开关S₃₃；其中直流电压源V_DD和直流电流源I_DC可通过公知技术得到；直流电流源I_DC的输入端与直流电压源V_DD连接，输出端接电容C₃₃的一端和开关S₃₃的一端相连作为锯齿波产生模块400的输出端，电容C₃₃的另一端和开关S₃₃的另一端相连之后接地，开关S₃₃的控制端接驱动产生模块700的反相输出端当控制端电平为高电平，开关S₃₃导通，将电容C₃₃两端电压保持为零；当控制端电平为低电平，开关S₃₃关断，直流电流源I_DC给电容C₃₃充电，产生锯齿波信号。

比较模块500包括第一比较器U₁，U₁的负端输入接平均电流环300的输出，U₁的正端输入接锯齿波产生模块400的输出。当锯齿波产生模块400产生的锯齿波信号触及到平均电流环300的输出电平，比较模块500的输出电平从低电平翻转为高电平。由于平均电流环300的输出电平在整个工频周期内基本幅值基本不变，锯齿波产生模块400产生的锯齿波信号斜率也固定，而锯齿波信号的宽度对应着原边开关管Q₁的导通时间，因此对于特定的平均电流环300的输出电平幅值，原边开关管Q₁的导通时间恒定。当原边开关管Q₁的导通时间恒定，原边开关管电流波形包络线跟随反激式LED驱动器输入整流器B₁的输出，为与反激式LED驱动器输入整流器B₁的输出同频同相的正弦半波。

电感电流过零检测模块600包括第二比较器U₂和延时模块，U₂的负端输入接反激式LED驱动器变压器的辅助绕组异名端，U₂的正端输入接地；通过检测变压器辅助绕组电压信号过零点，可间接检测出变压器电感电流过零点。当检测到变压器辅助绕组的电压信号过零，第二比较器U₂输出高电平。由于反激式LED驱动器变压器辅助绕组电压信号过零点与原边开关管漏源极(或集电极与发射极)之间的谐振电压谷底存在一定时间差，即反激式LED驱动器变压器辅助绕组电压信号过零点要稍微超前原边开关管漏源极之间的谐振电压谷底。通过延时模块，对该时间差进行补偿，可获得原边开关管在漏源极之间的谐振电压谷底开通。

进一步，电感电流过零检测模块600中的第二比较器U₂的正端输入也可改接一低幅值的直流电压源，减少因地线干扰而造成的误差。

驱动脉冲产生模块700采用RS触发器实现，其中R脚接比较模块500的输出，S脚接电感电流过零检测模块600的输出：当比较模块500产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块800的输出信号由高电平复位到低电平；当电感电流过零检测模块600产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块700的输出信号由低电平置位到高电平，如此周而复始，产生输出脉冲序列。

驱动脉冲产生模块700的输出经驱动模块800送到反激式LED驱动器原边开关管Q₁的门极，驱动脉冲产生模块700的输出同时直接作为副边电流模拟模块200中的开关S₁₁的控制信号。

图3是反激式LED驱动器工作在电流临界断续模式下原副边的关键波形，参考图3对本发明工作原理进行详细说明：

图3中，v_comp是平均电流环300的输出波形，v_saw是锯齿波产生模块400的输出波形，v_{GS_Q1}和v_{GS_s11}分别是反激式LED驱动器原边开关管Q₁的驱动波形和开关S₁₁的控制端波形；i_pri是反激式LED驱动器原边开关管电流波形；i_sec是反激式LED驱动器副边输出整流器电流波形；v_sample是峰值采样保持模块100的输出波形；v_{DS_S11}是开关S₁₁两端的电压波形，即副边电流模拟模块200的输出波形。根据图3可以看到，由于平均电流环300的输出波形v_comp为直流电平，剧齿波v_saw斜率一定，因此反激式LED驱动器原边开关管Q₁的导通时间恒定，原边开关管电流i_pri波形包络线为正弦半波；由于电感电流过零检测模块600使反激式LED驱动器工作在电流临界断续模式，因此副边输出整流器的电流波形i_sec包络线同样也为正弦半波；峰值采样保持模块100的输出波形v_sample为阶梯波，每个阶梯的幅值对应不同的原边采样电流峰值；副边电流模拟模块200的输出波形v_{DS_s11}为幅值变化的矩形波，幅值对应不同原边电流采样信号的峰值；由图3可知：

${\stackrel{-}{V}}_{\mathrm{DS}\_S11}=2K_1\frac{N_s}{N_p}{\stackrel{-}{I}}_{\sec }=2K_1\frac{N_s}{N_p}{I}_o$

其中，K₁为原边电流采样系数，N_s为变压器副边匝数，N_p为变压器原边匝数，为副边电流模拟模块200的输出波形v_{DS_s11}的平均值，为副边输出整流器的电流平均值。从上式可以看出副边电流模拟模块200的输出波形v_{DS_s11}的平均值正比于输出电流平均值I_o；因此只要将送入平均电流环300，与设定的基准Vref进行比较，即可间接调节输出平均电流，从而实现输出电流恒流。由于平均电流环自身具有滤波功能，只要将v_{DS_s11}送入平均电流环300，即可在平均电流环300的运算放大器输入端获得v_{DS_s11}的平均值进一步，也可以在副边电流模拟模块200的输出和平均电流环300增加一级滤波电路，但对电路功能基本没有影响。

平均电流环300基准通常设置为直流电压基准；此外，反激式LED驱动器副边输出整流器电流波形i_sec进行开关周期滤波之后的波形平均值近似为正弦半波，因此平均电流环300基准也可以设置为与反激式LED驱动器输入整流桥的输出波形同频同相、幅值恒定的正弦半波基准。

图4给出了副边电流模拟模块200的若干种具体实现电路，其中图4(a)所示电路结构与图2中副边电流模拟模块200相同；图4(b)所示电路结构与图4(a)所示电路结构相似，也是由电阻R₁₁和开关S₁₁组成，不同之处在于S₁₁的控制信号是由驱动脉冲产生模块的反相输出端经反相器U₁₁反相之后得到；图4(c)中副边电流模拟模块200由开关S₄₄、S₅₅和反相器U₂₂组成，S₅₅的一端接峰值采样保持电路100的输出，S₅₅的另一端与开关S₄₄的一端相连后作为副边电流模拟模块200电路的输出端，开关S₄₄的另一端接地，开关S₄₄控制端接驱动脉冲产生模块的正相输出端Q，S₅₅的控制信号由驱动脉冲产生模块的正相输出端Q经反相器U₂₂反相之后得到；图4(d)中副边电流模拟模块200电路结构与图4(c)中相同，区别在于S₅₅的控制端接驱动脉冲产生模块的反相输出端图4(e)中副边电流模拟模块200由开关S₆₆和电阻R₆₆组成，开关S₆₆的一端接峰值采样保持电路100的输出，开关S₆₆的另一端与接电阻R₆₆的一端后作为副边电流模拟模块200电路的输出端，电阻R₆₆的另一端接地，开关S₆₆的控制端直接接驱动脉冲产生模块的反相输出端图4(f)中副边电流模拟模块200电路结构与图4(e)中相同，区别在于开关S₆₆的控制信号由驱动脉冲产生模块的正相输出端Q经反相器U₃₃反相之后得到。

图5是本发明的第二具体实施例，主电路以及主要控制部分都与图2所示的实施例相同，与图2的区别是图5中平均电流环300的电压基准Vref采用了幅值恒定的正弦半波基准模块，并给出了一种具体实施方式。参考图5，正弦半波基准模块Vref包括除法器、电阻R_a1、电阻R_a2、电阻R_a3、电阻R_a4和电容C_a1；其中，电阻R_a1一端接反激式LED驱动器输入整流器B₁的高电平输出端，另一端与电阻R_a3和电容C_a1并联支路的一端相连后接到除法器的除数端B，电阻R_a3和电容C_a1并联的另一端接地，电阻R_a1、电阻R_a3和电容C_a1构成的电网络对输入整流器B₁的正端输出电压分压和滤波，电阻R_a1、电阻R_a3和电容C_a1连接点电压为一叠加了较小低频纹波的直流电压，其平均值与反激式LED驱动器输入交流电压峰值成正比，电阻R_a2一端接输入整流器B₁的高电平输出端，另一端与电阻R_a4相连，电阻R_a4另一端接地，除法器的被除数端A接R_a2和R_a4的连接点，在除法器中进行相除(A/B)，使得除法器的输出为幅值恒定、与反激式LED驱动器输入整流器的输出同频同相的正弦半波信号。

图6是本发明的第三具体实施例主电路，主电路以及主要控制部分都与图5所示的实施例相同，与图5的区别在于图6中平均电流环300的基准Vref采用了另一种方式来产生幅值恒定的正弦半波基准模块；参考图6，正弦半波基准模块Vref包括除法器、三极管Q_b1、电阻R_b1、电阻R_b2、电阻R_b3、电容C_b1、镜像电流源I和镜像电流源II；其中电阻R_b1一端接反激式LED驱动器输入整流器B₁的高电平输出端，电阻R_b1另一端接三极管Q_b1的集电极和基极，三极管Q_b1的发射极接地，三极管Q_b1的集电极和基极还分别接镜像电流源I和镜像电流源II的输入端，镜像电流源I的输出与电阻R_b2的一端、电容C_b1的一端以及除法器的除数端B相连，电阻R_b2的另一端与电容C_b1的另一端接地，镜像电流源II的输出与电阻R_b3的一端以及除法器的被除数端A相连；三极管Q_b1和电阻R_b1用来将反激式LED驱动器输入整流器B₁输出的正弦半波电压信号转换为电流信号；镜像电流模块I获取与流经R_b1支路电流成比例的正弦半波电流信号，并经阻容网络R_b2和C_b1获得与反激式LED驱动器输入交流电压幅值成比例的直流电压信号，接到除法器的被除数端B；镜像电流模块II获取与流经R_b1支路电流成比例的正弦半波电流信号，经电阻R_b3转换成电压信号，送入到除法器的除数端A；二者信号在除法器中进行相除(A/B)，在除法器输出端产生幅值恒定、与输入整流器输出电压波形同频同相的正弦半波电压基准信号。镜像电流模块可由金属氧化物半导体场效应管或双极晶体管构成，属于公知技术。

本发明可以应用到隔离型输出，也可以应用到非隔离型输出。图7为本发明与一种非隔离的升降压(buck-boost)电路的主电路连接示意图；其中，各模块的具体实现可参考图2，图4～图6中所示的具体实施例。

本发明包括的具体模块如峰值电流采样保持电路100、副边电流模拟模块200和正弦半波信号基准产生电路等，本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下，可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式，形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。

无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的一个具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。

本发明这里所提供的启示并不是必须或仅限于应用到LED驱动器，还可以应用到其它系统中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。