一种对PWM转换器的补偿控制器和PWM控制电路

摘要

一种对PWM转换器的补偿控制器，用于PWM控制电路；所述补偿控制器包括：RS触发器的S端接收振荡器产生的方波，RS触发器的R端接收与门的输出信号，触发器的Q端为输出端；所述振荡器产生的三角波经处理器处理后的锯齿波与感应电压累加，累加后结果发送到过流比较器；所述过流比较器的输出与所述与门的输入相连；所述与门的另一个输入与PWM比较器的输出相连；所述PWM比较器接收的两路信号分别为反馈网络信号，以及感应电压与处理后三角波叠加后的信号。本发明提供一种利用三角波对PWM转换器最大输出功率与输入电压关系进行补偿的控制器和PWM控制电路。

说明书

技术领域

本发明涉及PWM控制器技术领域，特别涉及一种对PWM转换器最大输出功率与输入电压关系进行补偿的控制器和补偿电路。

背景技术

PWM控制技术广泛应用于各种开关电源控制器，以便为不同的电路模块提供合适的工作电压和电流。为了对电源本身和负载进行保护，PWM控制器内部集成了各种保护功能，比如过压保护(OVP)，过流保护(OCP)，过温保(OTP)护等。其中，逐周期的过流保护(OCP)还用于限制输出过载和短路时转换器的最大输出功率。

当PWM转换器输出电流达到设定的过流保护点时，PWM控制器会关闭输出。但是由于系统在侦测到过流至关闭输出之间有一定的延时，在相同的延时条件下，不同的输入电压将导致输出关闭瞬间电感电流不一样，从而输出功率也不一样。此外当系统工作在连续模式(CCM)时，若周期和过流保护流点相同，不同的输入电压也会导致原边和副边导通时间不一样。以上两个因素都会导致输入电压越高，输出功率就越大。这样可能会对电源本身及其负载造成损害，为此必需对输出功率进行补偿，使其不随输入电压变化。

常用的补偿方法就是侦测输入电压，然后按照一定的比例关系对过流保护点进行补偿，但是这会增加系统的功耗和电路的复杂性。

参见图1，该图为PWM控制器的常规应用电路。电阻107串联在功率开关管108的源极，用于控制原边峰值电流，从而控制系统的最大输出功率。Vs内接PWM控制芯片100内部过流比较器的一个输入端，并与一个固定电平Vref相比较，当Vs大于Vref时，PWM控制芯片(PWM控制器)100会关断功率开关管108。

这样，原边峰值电流Ipp可以通过公式(1)获得。

$I_{\mathrm{pp}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_S}---\left(1\right)$

由于从侦测到Vs大于Vref到功率开关管108关断需要一段延时td，在这段延时内，不同的线电压会导致不同的原边电流增量Id。

$I_d=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_P}*t_d---\left(2\right)$

实际的原边峰值电流Ip是输入电压的函数：

$I_p=I_{\mathrm{pp}}+I_d=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_S}+\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_P}*t_d---\left(3\right)$

在断续模式(DCM)下，系统最大输出功率也是输入电压的函数，为：

$P=\frac{{I_P}^2*L_P}{2T}---\left(4\right)$

为了使Ipp不随输入电压变化，应用系统中引入电阻104和电阻105组成补偿网络，则：

$V_{\mathrm{ref}}=I_{\mathrm{pp}}*R_S+V_{\mathrm{in}}*\frac{R_{105}}{R_{105}+R_{104}}---\left(5\right)$

$I_{\mathrm{Pp}}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_S}-\frac{V_{\mathrm{in}}*R_{105}}{(R_{105}+R_{104})*R_S}---\left(6\right)$

$I_P=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{R_S}-\frac{V_{\mathrm{in}}*R_{105}}{(R_{105}+R_{104})*R_S}+\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_P}*t_d---\left(7\right)$

要使Ip不随Vin变化，则后面两项要相等，即：

$\frac{R_{105}}{(R_{105}+R_{104})}=\frac{R_S*t_d}{L_P}---\left(8\right)$

现有这种补偿方法会带来额外的功耗，消耗在电阻104和电阻105上面。

$P_R=\frac{{V_{\mathrm{IN}}}^2}{R_{104}+R_{105}}---\left(9\right)$

同时又增加了芯片外部电路的复杂性和占用PCB面积。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种利用三角波对PWM转换器最大输出功率与输入电压关系进行补偿的控制器和补偿电路。

本发明提出一种对PWM转换器的补偿控制器，用于PWM控制电路；所述补偿控制器包括：

RS触发器的S端接收振荡器产生的方波，RS触发器的R端接收与门的输出信号，触发器的Q端为输出端；

所述振荡器产生的三角波经处理器处理后的锯齿波与感应电压累加，累加后结果发送到过流比较器；所述过流比较器的输出与所述与门的输入相连；所述锯齿波随所述PWM控制电路中功率开关管导通时间的增加而减小；

所述与门的另一个输入与PWM比较器的输出相连；

所述PWM比较器接收的两路信号分别为反馈网络信号，以及感应电压与处理后三角波叠加后的信号。

优选地，所述锯齿波与感应电压叠加，决定所述过流比较器的过流保护点。

优选地，所述振荡器产生的方波下降沿控制功率开关管导通，所述功率开关管关断的过流保护点由所述与门的信号决定。

优选地，所述处理器将所述三角波与一个参考电平的差转换成第一电流，通过电流镜得到一个幅值为K倍的第二电流，所述第一电流和第二电流均为锯齿波。

优选地，所述锯齿波与感应电压叠加具体为通过电阻把所述第二电流的信号叠加在电流感应信号上。

本发明还公开了一种PWM控制电路，所述控制电路包括所述的PWM转换器的补偿控制器。

本发明相对现有技术具有以下的技术效果：

由于本发明实施例所述对PWM转换器的补偿控制器，由于应用的PWM控制电路的输入电压越高，PWM控制电路的功率开关管导通时，PWM控制电路的变压器原边电感电流上升斜率越大，因此导通时间ton越小。通过给感应电压叠加一个随导通时间的增加而减小的锯齿波(也称斜波)。这样，输入电压越高时导通时间越小，感应电压上叠加的量就越大，感应电压的值就越小，也就是输入电压越高，变压器原边峰值电流越小。通过选择合适的补偿斜率和补偿电压即可抵消由于延时所带来的误差电流，使得在不同输入电压下，变压器原边实际峰值电流都相同，从而PWM控制电路的最大输出功率相等。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是PWM控制器的常规应用电路；

图2是本发明实施例所述对PWM转换器的补偿控制器应用的PWM控制电路的电路图；

图3是图2所述电路的相关波形图；

图4是本发明实施例所述处理器和加法器的实现电路图。

具体实施方式

本发明要解决的技术问题是提供一种利用三角波对PWM转换器最大输出功率与输入电压关系进行补偿的控制器和PWM控制电路。

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案的原理，下面结合图1进行具体说明。

参见图2，该图为本发明实施例所述对PWM转换器的补偿控制器应用的PWM控制电路的电路图。

本发明实施例所述对PWM转换器的补偿控制器200，用于PWM控制电路。

输入电压Vin经电阻101后为补偿控制器200的VCC端供电。变压器109的副边绕组的电流通过二极管110整流和电容滤波后向负载提供输入电压。

所述对PWM转换器的补偿控制器包括RS触发器114、振荡器116、处理器118和过流比较器125，以及PWM比较器126。

RS触发器114的S端接收振荡器116产生的方波，RS触发器114的R端与门119的输出信号，RS触发器114的Q端为输出端接所述补偿控制器的OUT端。RS触发器114的Q端输出的信号用于控制功率开关管108。

所述振荡器116产生的三角波117经处理器118处理后的锯齿波121与感应电压Vs累加，累加后结果发送到过流比较器125。该叠加是通过加法器122实现。所述过流比较器125的输出与所述与门119的输入相连；所述锯齿波121随所述PWM控制电路中功率开关管108导通时间的增加而减小。

所述与门119的另一个输入与PWM比较器126的输出相连。

所述PWM比较器126接收的两路信号分别为光耦112输出的反馈网络信号，以及感应电压Vs与三角波117经过斜波补偿处理器124处理后信号进行叠加后的信号。该叠加是通过加法器123实现。

由于本发明实施例所述对PWM转换器的补偿控制器200，由于应用的PWM控制电路的输入电压Vin越高，PWM控制电路的变压器109原边电感电流上升斜率越大，因此导通时间ton越小。通过给感应电压Vs叠加一个随导通时间ton的增加而减小的锯齿波121(也称斜波)。这样，输入电压越高时导通时间ton越小，感应电压Vs上叠加的量就越大，感应电压Vs的值就越小，也就是输入电压越高，变压器109原边峰值电流Ipp1越小。通过选择合适的补偿斜率和补偿电压即可抵消由于延时td所带来的误差电流Id，使得在不同输入电压下，变压器109原边实际峰值电流Ipp都相同，从而PWM控制电路的最大输出功率相等。

为了便于本领域技术人员的理解，下面结合具体波形进行说明。

参见图3，该图为图2所述电路的相关波形图。

图中115为振动器116产生的方波CLK波形图；117为振动器116产生的三角波SAW的波形图；130为RS触发器114的Q端为输出端输出信号的波形图；121为三角波117经处理器118处理后的锯齿波的波形图；128为经加法器122处理后的过流保护比较电平波形图；131、132为分别对应输入电压V1、V2的时间波形图；129、130分别是在不同输入电压V1和V2下对应的原边电流在电阻107上的感应电压Vs压降的示意图。

由三角波117通过处理后产生的锯齿波121叠加在感应电压VS上，以决定过流比较器125的过流保护点。

在方波CLK115的下降沿控制功率开关管108导通，而决定功率开关管关断108的过流保护点由波形128决定。导通时间ton1和ton2分别为输入电压V1和V2对应的导通时间(V1＞V2)。当输入电压越大，导通时间ton越小，相应的限流点也越低即Vpp1＜Vpp2，从而抵消由延时td所带来的误差Id。设定的限流点为：

$I_{\mathrm{Pp}1}=\frac{V_{\mathrm{pp}1}}{R_S}=\frac{V_{\mathrm{ref}}-V_1}{R_S}---\left(10\right)$

$I_{\mathrm{Pp}2}=\frac{V_{\mathrm{pp}2}}{R_S}=\frac{V_{\mathrm{ref}}-V_2}{R_S}---\left(11\right)$

考虑延时td后，实际的限流点为：

$I_{P1}=\frac{V_{\mathrm{ref}}-V_1}{R_S}+\frac{V_{\mathrm{in}1}}{L_P}*t_d---\left(12\right)$

$I_{P2}=\frac{V_{\mathrm{ref}}-V_2}{R_S}+\frac{V_{\mathrm{in}2}}{L_P}*t_d---\left(13\right)$

公式(13)Lp为变压器109的电感。

其中ton1和ton2分别为输入电压V1和V2对应的导通时间(V1＞V2)。

感应电压Vs内接补偿控制器200(芯片)内部过流比较器125的一个输入端，并与一个固定电平Vref-saw1相比较，当Vs大于Vref-saw1时，补偿控制器200会关断功率开关管108。

其中对应129这条斜线。

其中，对应130这条斜线。

两个输入电压下实际电流峰值电流要相等即；

I_P1＝I_P2＝I_p    (14)

$\frac{V_{\mathrm{in}1}-V_{\mathrm{in}2}}{L_p}*t_d=\frac{V_1-V_2}{R_S}---\left(15\right)$

$t_{\mathrm{on}1}=\frac{(V_{\mathrm{ref}}-V_1)*L_P}{R_S*V_{\mathrm{in}1}}---\left(16\right)$

$t_{\mathrm{on}2}=\frac{(V_{\mathrm{ref}}-V_2)*L_P}{R_S*V_{\mathrm{in}2}}---\left(17\right)$

则有：

$t_{\mathrm{on}2}-t_{\mathrm{on}1}=\frac{(V_{\mathrm{in}1}-V_{\mathrm{in}2})*I_P*L_P}{V_{\mathrm{in}1}*V_{\mathrm{in}2}}---\left(18\right)$

$V_1-V_2=\frac{(V_{\mathrm{in}1}-V_{\mathrm{in}2})*t_D*R_S}{L_P}---\left(19\right)$

由公式(19)除以公式(18)，可得锯齿波121的斜率为

$k_{\mathrm{SAW}1}=\frac{V_1-V_2}{t_{\mathrm{on}1}-t_{\mathrm{on}2}}=-\frac{V_{\mathrm{in}1}*V_{\mathrm{in}2}*t_d*R_S}{{L_P}^2*I_P}---\left(20\right)$

参见图4，该图为本发明实施例所述处理器和加法器的实现电路图。

处理器118通过把三角波117saw与一个参考电平Vref1的差转换成电流I150，在通过由MOS管150和MOS管151组成的电流镜得到一个幅值为I150的K倍的电流I151，再通过电阻147把该信号叠加在电流感应信号Vs上，从而实现对三角波的处理与迭加功能。

由图4中148与149两个节点的压差可得：

V_{be_133}+V_{be_141}＝V_{be_134}+V_{be_142}＝V₁₄₈-V₁₄₉(21)

根据NPN管的电流公式有：

$\frac{K*T}{q}\ln \frac{I_{135}}{I_S}+\frac{K*T}{q}\ln \frac{I_{137}}{I_S}=\frac{K*T}{q}\ln \frac{I_{136}}{I_S}+\frac{K*T}{q}\ln \frac{I_{138}}{I_S}---\left(22\right)$

I₁₃₅*I₁₃₇＝I₁₃₆*I₁₃₈(23)

$\frac{I_{135}}{I_{136}}=\frac{I_{138}}{I_{137}}---\left(24\right)$

对公式(23)和公式(24)进行处理得到：

$\frac{I_{135}+I_{136}}{I_{136}}=\frac{I_{138}+I_{137}}{I_{137}}---\left(25\right)$

$\frac{I_{135}-I_{136}}{I_{136}}=\frac{I_{138}-I_{137}}{I_{137}}---\left(26\right)$

再由148和149的节点电流公式有：

I₁₃₅+I₁₃₆＝I₁₄₅(27)

I₁₃₇+I₁₃₈＝I₁₄₆(28)

由公式(25)、公式(26)、公式(27)、公式(28)得：

$I_{150}=I_{138}-I_{137}=\frac{I_{138}+I_{137}}{I_{136}+I_{135}}*(I_{135}-I_{136})=\frac{I_{146}}{I_{145}}*(I_{135}-I_{136})---\left(29\right)$

$V_{\mathrm{comp}}=k*I_{150}*(R_{147}+R_S)=k*\frac{I_{146}}{I_{145}}*(I_{135}-I_{136})*(R_{147}+R_S)---\left(30\right)$

另外，由于晶体管133和134的Vbe近似相等，则其E极电压也相等，则有：

V_saw+V_gs+I₁₃₅*R＝V_ref1+V_gs+I₁₃₆*R    (31)

$I_{135}-I_{136}=\frac{V_{\mathrm{ref}1}-V_{\mathrm{saw}}}{R}---\left(32\right)$

从而得到：

$V_{\mathrm{comp}}=k*\frac{I_{146}}{I_{145}}*\frac{(V_{\mathrm{ref}1}-V_{\mathrm{saw}})}{R}*(R_{147}+R_S)---\left(33\right)$

$V_{\mathrm{saw}}=\frac{V_{p\_p}}{T}*t---\left(34\right)$

V_{p_p}为三角波的电压幅值，T为三角波/CLK周期，则V_comp的斜率为

$K_{\mathrm{Vcomp}}=-k*\frac{I_{146}}{I_{145}}*\frac{V_{p\_p}}{T}*\frac{(R_{147}+R_S)}{R}$

在所关心的输入电压范围(Vin1，Vin2)范围内，使得k_SAW1＝K_Vcomp即可使得输入电压为Vin1和Vin2时，变压器原边实际峰值电流相等，从而系统的最大输出功率相等。

本发明还提供一种PWM控制电路，所述控制电路可以包括前文所述的任何一种PWM转换器的补偿控制器。

以上对本发明所提供的扩散电阻电压系数提取及仿真模型建立的方法和系统，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。