电磁应答器的耦合因子的电感估计

摘要

一种用于估计电磁应答器与终端之间的电流耦合因子的方法，其中，将表示所述应答器的振荡电路两端的电压的数据与针对该振荡电路的两对电感和电容值而获得的数据之间的比率与一个或多个阈值进行比较，所述两对值将所述振荡电路的调谐保持为相同频率。

说明书

技术领域

本发明一般涉及电子系统，更具体地说，涉及使用电磁应答器(即由读取和/或写入终端无接触且无线地询问的应答器)的系统。

背景技术

很多通信系统基于终端所产生的电磁场的调制。它们的范围从最简单的用作防窃设备的电子标签到其中用于与终端进行通信的应答器(应答器处于该终端的场中)配备有计算功能(例如电子钱包)或数据处理功能的更复杂的系统。

电磁应答器系统基于在应答器侧和在终端侧使用包括形成天线的绕组的振荡电路。这类电路旨在当应答器进入终端的场时通过近磁场耦合。终端和应答器的振荡电路通常被调谐到与终端的振荡电路的激励频率对应的同一频率。

在多数情况下，应答器没有自主电源，而从终端的天线所辐射出的高频场中提取它们的电路所需的电源。

通信质量以及可能的功率传递的质量取决于终端与应答器之间的耦合。与终端和应答器之间的距离成反比(非线性)的这种耦合调节应答器所恢复的电压的幅度。因此，需要能够估计在应答器所在的终端的场中应答器与终端之间的电流耦合因子。

发明内容

期望能够估计应答器与终端之间的耦合因子。

还期望能够估计在通信期间该耦合因子的变化。

还期望能够在无需在终端与应答器之间执行数据交换的情况下估计耦合因子。

还期望能够在应答器侧执行这种估计。

还期望提供一种独立于终端(应答器在该终端的场中)类型的解决方案。

为了实现这些目的中的全部或一部分以及其它目的，本发明提供一种用于估计电磁应答器与终端之间的电流耦合因子的方法，其中，将表示所述应答器的振荡电路两端的电压的数据与针对该振荡电路的两对电感和电容值而获得的数据之间的比率与一个或多个阈值进行比较，所述两对值将所述振荡电路的调谐保持为相同频率。

根据本发明的实施例：

针对所述振荡电路的第一对电感和电容值，测量并存储与跨接在振荡电路两端的整流器所提供的直流电压的电平相关的第一数据；以及

针对所述振荡电路的第二对电感和电容值，测量并存储与所述直流电压的电平相关的第二数据。

根据本发明的实施例，所述估计以所述两对值之一提供电流耦合因子相对于最佳耦合位置的位置。

根据本发明的实施例，所述阈值是相应各对值的电感值的函数。

根据本发明的实施例，以第一对值针对最佳耦合位置估计耦合因子。

本发明还提供一种用于基于对耦合的估计来保护电磁应答器以免可能的过热的方法，其中，如果电流耦合与最佳耦合之间的比率在两个阈值之间，则使振荡电路失谐。

本发明还提供一种电磁应答器，包括：

振荡电路，其在整流电路的上游，该整流电路能够当应答器处于终端的磁场中时提供直流电压；以及

至少一个可切换电感元件和至少一个可切换电容元件，能够功能性地并联连接在振荡电路上。

根据本发明的实施例，所述可切换电感元件和可切换电容元件连接到整流电路的输出端子。

根据本发明的实施例：

第一可切换电感元件和第一可切换电容元件连接在振荡电路的第一端子与地之间；

第二可切换电感元件和第二可切换电容元件连接在振荡电路的第二端子与地之间。

根据本发明的实施例，电感元件由有源电路形成。

根据本发明的实施例，应答器还包括处理单元，该处理单元被编程为实现所述估计或保护方法。

将结合附图在以下对特定实施例的非限制性描述中详细讨论本发明的前述目的、特征和优点。

附图说明

图1是作为示例的、本发明适用的类型的应答器系统的非常简化的表示；

图2是电磁应答器通信系统的终端和应答器的简化框图；

图3示出在应答器的振荡电路两端的电压根据耦合因子而变化的示例；

图4是示出用于估计耦合因子的方法的实施例的功能框图；

图5是应答器的实施例的框图，该应答器能够估计其与终端耦合的耦合因子；

图6是能够估计其耦合因子的应答器的另一实施例的框图；

图7是图5所示的类型的应答器的实施例的更详细的框图；

图8是图5中该类型的应答器的更详细实施例的局部视图；以及

图9是图5所示类型的应答器的简化局部电气示图。

具体实施方式

在不同附图中，以相同标号来表示相同元件。为了简明，仅示出和描述对于理解本发明有用的那些步骤和元件。特别地，没有详述应答器与终端之间的通信，本发明与任何通常的通信兼容。此外，除了由应答器确定耦合因子之外可以由终端或该应答器实现的其它功能也没有详述，本文中本发明还与终端或应答器的任何通常的功能兼容。

图1是电磁应答器通信系统的框图。终端1(TERMINAL)能够在近场(例如，根据近场通信协议NFC)中与远距元件(即应答器(TRANS))进行通信。

终端可以采用不同的形式，例如，用于验证交通票据的终端、电子护照读取器、膝上型计算机、移动通信设备(GSM电话、PDA等)、用于启动机动车辆的电子控制单元等。

应答器可以类似地采用不同的形式，例如，芯片卡、电子交通票据、电子护照、通信终端(GSM电话、PDA等)、电子标签等。

图2非常示意性地示出终端1和应答器2的示例。

终端1包括振荡电路，通常为串联，由电感L1与电容器C1、电阻器R1串联形成。在图2的示例中，这个串联振荡电路连接在放大器或天线耦合器14的输出端子12与处于基准电压(通常为地)的端子13之间。例如，用于测量振荡电路中电流的元件15插入在电容元件C1与地13之间。测量元件15属于相位调节环，其在下文中进行描述。放大器14接收源自调制器16(MOD)的高频传输信号，调制器16例如从石英振荡器(未示出)接收基准频率(信号OSC)。调制器16根据需要接收源自用于控制和利用传输的电路11的信号Tx。电路11通常设置有控制和数据处理微处理器，与不同的输入/输出电路(键盘、显示器、与服务器交换的元件等)和/或处理电路(未示出)进行通信。终端1的元件一般从连接到例如电力线分布系统(输电干线)或电池(例如，机动车辆或便携式电话或计算机的电池)的电源电路(未示出)抽取它们的操作所需的功率。调制器16将高频载波(例如，处于13.56MHz)提供给串联的振荡电路L1-C1，该串联的振荡电路L1-C1产生磁场。

例如，电容元件C1是可受信号CTRL控制的可变电容元件。该元件参与天线L1中的电流I1相对于基准信号的相位调节。该调节是高频信号(即与在没有待发送数据Tx的情况下提供给放大器14的信号对应的载波的信号)调节。该调节通过改变终端的振荡电路的电容C1来执行，以使天线中的电流保持与基准信号的恒定相位关系。该基准信号例如对应于提供给调制器14的信号OSC。信号CTRL源自电路17(COMP)，电路17具有检测相对于基准信号的相位间隔并且相应地修改元件C1的电容的功能。比较器接收关于由测量元件15(例如强度变换器或电阻器)检测出的振荡电路中的电流I1的数据MES。

能够与终端1协作的应答器2包括振荡电路，该振荡电路例如为并联，由两个端子21和22之间的电感L2与电容器C2并联形成。并联振荡电路(称为接收谐振电路)旨在捕获由终端1的振荡电路L1-C1产生的磁场。电路L2-C2和L1-C1调谐到相同谐振频率(例如13.56MHz)。端子21和22连接到整流桥23(通常是全波整流桥)的两个交流输入端子。桥23的整流输出端子分别限定正端子24和基准端子25。电容器Ca连接在端子24与25之间，以对整流后的电压进行平滑。所恢复的功率用于对电池(未示出)再充电。

当应答器2处于终端1的场中时，在谐振电路L2-C2的两端产生高频电压。该电压经过桥23整流并且经电容器Ca平滑，经由电压调节器26(REG)为应答器的电子电路提供电源电压。这类电路通常包括与存储器(未示出)关联的处理单元27(例如微控制器μC)、可能已经从终端1接收到的信号的解调器28(DEM)、以及用于将数据发送到终端的调制器29(MOD)。应答器通常通过由块20从在整流之前自端子21和22之一恢复的高频信号提取的时钟(CLK)而同步。一般而言，应答器2的所有电子电路集成在同一芯片中。

为了将数据从终端1发送到应答器，电路16根据信号Tx调制(通常以幅度调制)载波(信号OSC)。在应答器2一侧，这些数据由解调器28基于电压V_Ca解调。解调器可以在整流桥的上游对将要解调的信号进行采样。

为了将数据从应答器2发送到终端1，调制器29控制将应答器电路所形成的负载调制(逆向调制)到由终端产生的磁场上的级30。该级30通常由在端子24与25之间串联的电子开关K30(例如晶体管)以及电阻器R30(或电容器)形成。以所谓的子载波频率(例如847.5kHz)控制开关K30，该子载波频率远低于(通常，比率为至少10)终端1的振荡电路的激励信号的频率。当开关K30接通时，应答器的振荡电路相对于电路20、26、27、28和29所形成的负载受到额外阻尼，从而应答器对来自高频磁场的更多功率进行采样。在终端1这一侧，放大器14将高频激励信号的幅度保持恒定。相应地，应答器的功率变化转变为天线L1中电流的幅度和相位变化。这种变化由终端的幅度或相位解调器检测出。在图2所示的实施例中，比较器17询问相位解调器，该相位解调器也用于对源自应答器的信号进行解调。相应地，比较器17对送回给电路11的信号Rx提供从应答器接收的数据的可能的逆向调制。可以设置其它解调电路，例如利用电容器C1两端电压的测量值的电路。

应答器与终端之间的编码/解码以及调制/解调通信存在很多变型。

相位调节环的响应时间足够长，足以避免干扰来自应答器的可能的逆向调制，并且该响应时间与应答器在终端的场中穿过的速度相比足够短。本领域技术人员能够知道关于调制频率的静态调节(例如，用于将数据从应答器发送到终端的847.5kHz逆向调制频率以及远程电源载波的13.56MHz频率)。

在文献EP-A-0857981中描述了相位调节终端的示例。

在终端侧调节相位，这使得能够利用应答器的振荡电路中的电流和电压测量值，以从这些测量值中推导出当应答器处于终端的场中时与应答器耦合有关的信息。终端的振荡电路与应答器的振荡电路之间的耦合系数基本上取决于应答器与终端间隔的距离。耦合系数(以k表示)总是在0至1之间。该耦合系数可以由以下公式定义：

$k=\frac{M}{\sqrt{L1·L2}},$(公式1)

其中，M表示终端的振荡电路的电感L1与应答器的振荡电路的电感L2之间的互感。

将应答器的振荡电路两端的电压V_C2最大的位置定义为最佳耦合。该最佳耦合以k_opt表示，可以表达如下：

$k_{\mathrm{opt}}=\sqrt{\frac{L2}{L1}·\frac{R1}{R2}},$(公式2)

其中，R2表示与应答器的元件在其自身的振荡电路上所形成的负载等效的电阻。换句话说，电阻R2表示应答器2中与电容器C2和电感L2并联的所有电路(在整流桥之前或之后)的等效电阻。这被称为由于应答器电路引起的负载或消耗。该负载的水平由并联在振荡电路两端的电阻器R2表示。在以上公式2中，已经忽略了电感L1(终端天线)的串联电阻。也可以认为，为了简化，该串联电阻的值包含在电阻器R1的值中。

图3示出根据关于最佳耦合而被归一化的耦合k/k_opt在应答器侧恢复的电压V_C2的形状的示例。曲线开始于零耦合的坐标原点(零电压)。这对应于使得应答器没有感测到信号的从应答器到终端的距离。对于最佳耦合系数k_opt(k/k_opt＝1)，电压V_C2达到最大值V_C2opt，然后下降至耦合k＝1时到达的中间值V_C2(1)。如图3所示，电压V_C2经过关于与比率和对应的耦合值的两个拐点，对于比率和电压V_C2取值

为了在应答器侧估计该应答器与终端的耦合，利用在其振荡电路的电容元件C2两端的电压V_C2的信息。该电压通过以下关系式提供：

$V_{C2}=\frac{I2}{\omega ·C_2},$(公式3)

其中，I2表示应答器的振荡电路中的电流，并且，其中ω表示信号的相位。

电流I2等于：

$I2=\frac{M·\omega ·I1}{Z2},$(公式4)

其中，I1表示终端的振荡电路中的电流，并且，其中Z2表示应答器阻抗。

应答器的阻抗Z2由以下关系式提供：

${Z2}^2={X2}^2+{\left(\frac{L2}{R2.C2}\right)}^2,$(公式5)

其中，X2表示振荡电路的阻抗的虚部

此外，终端的振荡电路中的电流I1由以下关系式给出：

$I1=\frac{\mathrm{Vg}}{{Z1}_{\mathrm{app}}},$(公式6)

其中，Vg指所谓的发生器电压，激励终端的振荡电路，并且，其中Z1_app表示振荡电路的表观阻抗。

调节终端的振荡电路的相位使得：对于要关于调制频率静态地修改由应答器形成的负载的虚部的所有变化都能够由相位调节环补偿。因此，确保在静态操作中阻抗Z1_app的虚部为零。相应地，阻抗Z1_app变为等于表观电阻R1_app(阻抗的实部)，并且可以表示为：

${Z1}_{\mathrm{app}}={R1}_{\mathrm{app}}=R1+\frac{k^2·{\omega }^2·L1·{L2}^2}{{Z2}^2·R2·C2}$(公式7)。

由于振荡电路经过调谐，因此可以认为，作为第一近似，阻抗Z2的虚部X2接近于零。结果，阻抗Z2的值可以写为：

$Z2=\frac{L2}{R2·C2}$(公式8)。

通过将这种简化代入公式4和7，并且将公式4代入公式3，则关于在应答器的振荡电路两端恢复的电压V_C2，可以获得以下公式：

$V_{C2}=k·\sqrt{\frac{L1}{L2}}·\frac{V_g}{\frac{R1}{R2}+k^2·\frac{L1}{L2}}$(公式9)。

在最佳耦合位置k_opt，因此通过以下公式(结合公式2和9)提供最大电压V_C2opt：

$V_{C2\mathrm{opt}}=\frac{\mathrm{Vg}}{2}·\sqrt{\frac{R2}{R1}}$(公式10)。

应注意，仅当应答器的振荡电路L2-C2认为是被设置为调谐频率(即)时可应用公式9。

通过结合公式9和10，并且通过如利用最佳耦合(k/k_opt)所归一化地那样表示耦合，获得电压V_C2的以下表达式：

$V_{C2}=2·V_{C2\mathrm{opt}}·\frac{\frac{k}{k_{\mathrm{opt}}}}{1+{\left(\frac{k}{k_{\mathrm{opt}}}\right)}^2}$(公式11)。

对于给定的耦合值k，考虑终端的振荡电路的阻抗不变化，并且电路保持为调谐的，则电流系数k与最佳系数k_opt]L20和k_opt]L21(分别对于值为L20和L21的电感L2)之间的比率根据公式2提供以下表达式：

$\frac{\frac{k}{k_{\mathrm{opt}]L20}}}{\frac{k}{k_{\mathrm{opt}]L21}}}=\sqrt{\frac{L21}{L20}}$(公式12)。

仍然对于给定的耦合值k，并考虑终端的振荡电路的阻抗不变化，并且电路保持为调谐的，则电压V_C2的值V_C2]L21与V_C2]L20(分别对于电感L2的值L21和L20)之间的比率提供以下关系式：

$\frac{V_{C2]L21}}{V_{C2]L20}}=\frac{{\left(\frac{k}{k_{\mathrm{opt}]L20}}\right)}^2+1}{{\left(\frac{k}{k_{\mathrm{opt}]L20}}\right)}^2+\frac{L21}{L20}}·\sqrt{\frac{L21}{L20}}$(公式13)。

提出估计在第一电感值L20情况下耦合k相对于其最佳值k_opt]L20的位置。

实际上，对于与电感L20情况下的最佳耦合对应的耦合位置k_opt]L20，电压V_C2]L20等于V_C2opt]L20，公式13使得能够写成：

$\frac{V_{C2]L21}}{V_{C2\mathrm{opt}]L20}}=\frac{2}{\sqrt{\frac{L20}{L21}}+\sqrt{\frac{L21}{L20}}}$(公式14)。

提出采用该关系式在已知电感值L21和L20的情况下根据电压V_C2]L21与V_C2]L20之间的比率“r”(通过电容元件C2的对应变化保持振荡电路的调谐)确定应答器相对于最佳耦合k_opt]L20的位置。

如果(公式15)；

则电流耦合低于最佳耦合。

反之，如果(公式16)，则电流耦合大于最佳耦合。如果这两个值相等，则说明已经达到最佳耦合。

实际上，并非直接测量在振荡电路两端的电压，而是测量在整流桥23的输出处的电容器两端的平滑后的电压V_Ca。电压V_Ca与电压V_C2成比例。由于对电压比率进行估计，因此无需获知电压V_C2与V_Ca之间的比例因子。在特定实施例中，由微处理器执行测量。由模拟手段或优选地通过数字方式以若干比特来执行所测得的电压的值的存储，比特的数量取决于期望的解析精度。

对电流耦合k相对于其最佳值的位置的估计可以通过估计相对于图3曲线拐点的位置而得以细化。实际上，对于和的耦合位置，公式13使得能够写为：

$r=\frac{4}{\sqrt{\frac{L20}{L21}}+3·\sqrt{\frac{L21}{L20}}}$(公式17)，以及

$r=\frac{4}{3·\sqrt{\frac{L20}{L21}}+\sqrt{\frac{L21}{L20}}}$(公式18)。

图4示出这样的实施例的实现方式。为了简化图4的讨论，仍然参照值V_C2]L20和V_C2]L21，已知实际上更容易测量电压V_Ca的值V_Ca]L20和V_Ca]L21，但这不改变比率r的比较阈值。

开始于在第一电感值(L20)的情况下测量及存储电容器C2两端的电压(块41，MES V_C2]L20)。然后，(块42，L20-＞L21，C20-＞C21)，将电感元件的值修改为更低的值。作为变型，朝向更高的值进行这种修改，但实际上，与增加电感的值相比，更容易通过并联连接另一电感来减小电感的值。

为了保持振荡电路的调谐，对应地修改电容器C2的值，例如，对于通过在电感L20上并联连接与电感L20具有相同值的电感而使电感值除以2的情况，电容C2的值必须乘以2，从而电容元件的比率等于0.5。

然后(块43，V_C2]L21)，在电感值L21的情况下测量电压V_C2，存储该电压V_C2。

然后，计算并且存储所测得的电压之间的比率r(块44，)，以与不同阈值进行比较，使得能够确定耦合相对于最佳耦合以及和的特征点的位置。作为变型，对每一后续比较计算比率r。

例如，开始于将比率r与对应于点的阈值进行比较(块45，)。如果r小于或等于该阈值(块45输出Y)，则处理电路27提供电流耦合大于或等于最佳耦合k_opt]L20乘以这一信息(块51，)。

如果r大于第一阈值(块45输出N)，则测试其是否小于或等于与最佳耦合k_opt]L20对应的第二阈值(块46，)。如果r小于或等于与最佳耦合k_opt]L20对应的第二阈值(块46输出Y)，则电流耦合在最佳耦合与该最佳耦合乘以的乘积之间的范围内(块52，)。

如果r并非小于或等于与最佳耦合k_opt]L20对应的第二阈值(块46输出N)，则测试r是否小于或等于与点对应的第三阈值(块47，)。如果r小于或等于与点对应的第三阈值(块47输出Y)，则电流耦合在最佳耦合与该最佳耦合除以的商之间的范围内(块53，)。否则(块47的输出N)，则电流耦合小于最佳耦合除以(块54，)。

步骤45至47可以按不同顺序执行。此外，严格不等式(＜或＞)以及非严格不等式(≤和≥)可以转化。

一旦对于一对(L21，C21)执行了这些测量，就返回被看作是标称的一对(L20，C20)。优选地，执行完测量就返回标称值(在步骤44之前)。然而，这也可以设置为在处理中较晚进行，例如在估计结束时进行。

因此，通过利用应答器振荡电路的电感值的两次电压测量，可以使得所述应答器相对于最佳耦合确定与终端的电流耦合。

图5是应答器2的实施例的框图，该应答器2被配备成当其处于终端(未示出)的场中时自动确定相对于最佳耦合的电流耦合。图5的表示相对于图2的表示进行了简化。特别地，未示出解调、逆向调制以及用于获得时钟频率的元件。

如前所述，应答器2基于并联振荡电路。在图5的示例中，假设电感元件L20和电容元件C20相对于处理电路27出现在二极管桥23的上游。并联的可切换电感元件31和可切换电容元件32被设置在整流桥23的整流输出端子24与25之间。元件31和32目的是被切换为实现确定耦合位置的方法，但这些不是逆向调制装置。为了避免电容器Ca的影响，所述电容器置于块31和32的下游，二极管Da插入在这些块与电容器Ca的连接之间的正线路上。作为变型，二极管可以置于基准线路上，被设置用于接受块31和32的基准与单元27这一侧的其它电路的基准之间的电压降。处理单元27(PU)接收关于输入MES上电压V_Ca的信息，以实现上述方法。提供给元件31和32的值使得当它们被功能性地输入振荡电路时，应答器表现为如同其振荡电路具有与值为C21的电容器并联的值为L21的电感。

图6是应答器的另一实施例的框图。与图5的实施例相比，可切换电感和电容元件33和34连接在桥23的上游，也就是说，直接并联在元件L20和C20上。例如，可以使用可切换天线。

图7示出应答器2的更详细的示图的示例，该应答器2被配备成当其处于终端的场中时估计耦合因子。该实施例对应于图6，即具有在整流桥23的上游的可切换电感和电容元件。为了简化来自处理单元(MCU)27的控制，电容元件C34和电感元件L33被设置在振荡电路的每一端子21、22与地之间。每一电容元件C34与开关74串联，每一电感元件L33与开关73串联。开关73和74(例如MOS晶体管)受中央处理单元27控制。在图7中，已经示出了逆向调制级30(例如，电阻)。

优选地，每一电感元件L33由有源电路(回转器)形成，比电感绕组可更易于集成。这样的电路包括运算放大器61，该运算放大器61使其正相输入连接到端子21(分别地为22)与开关73之间的电容元件C62和电阻元件R63的节点。放大器61的反相输入环回到其输出，并且通过电阻器R64分别连接到端子21、22。回转器的操作是已知的。相当于在端子21与地之间连接电感元件L33，其值近似为电阻器R63和R64与电容器C62的乘积(L33＝R63.R64.C62)，以及作为串联电阻器的、值为R64的电阻器。

图8局部示意性示出回转器L33’并联连接在振荡电路上的另一实施例。考虑到需要回转器的地连接并且使得能够对其进行控制，回转器23’包括两个放大器61，分别连接到端子21和22，其相应的正相输入共享同一电阻器R63和同一开关70。为了简化，图8没有详细示出可切换电容元件34。

图9是对应于图5所示连接的另一实施例的简化局部视图，即，具有在整流桥23下游的可切换电感和电容元件。在此情况下，单个可切换电容元件C32和单个可切换电感元件L31是足够的。在图9的示例中，电容元件C32在端子24与25之间与开关72串联。可切换电感元件由端子24与端子25之间的回转器L31形成。该回转器可通过开关71切换。开关71和72接收源自处理单元27的同一控制信号，以使得振荡电路从值L20切换到值L21(并且从值C20切换到值C21)。

应注意，通过并联放置有源电感以减小电感L2的值等同于将有源电感的等效电阻器并联放置在等效于应答器负载的电阻器(R2)上。相应地，通过这类回转器以减小值L2等同于减小应答器的等效电阻，从而等同于增加其消耗。优选地减小与保持应答器的这种远程电源的情况兼容的电感值。

用于确定相对于最佳耦合的位置的阈值仅取决于值L20和L21，值L20和L21对于给定的应答器是已知的。相应地，应答器不一定需要高级微处理器型计算装置，而是可以简单地测量电压，计算比率，并且将其与例如通过电阻划分桥(resistive dividing bridge)所产生的模拟阈值进行比较。根据另一示例，阈值被预先计算并且存储在应答器的非易失性存储器中。

获知相对于最佳耦合的电流耦合系数可以具有若干应用。

例如，该信息可以用于检测应答器过热的风险。实际上，当耦合接近于最佳耦合时，应答器所恢复的功率最大。于是可以通过使得振荡电路失谐(例如通过设置可切换电容元件以使得振荡电路L2-C2失谐)来避免可能的过热。如果比率k/k_opt在最佳耦合位置附近的两个阈值之间的范围内，则设置使得振荡电路失谐。当耦合系数k范围在与之间时，例如可以选择失谐。可以重新使用用于估计耦合的电容元件。例如，可以仅通过提供分离控制链路来切换开关72(图9)和开关74(图7)或块32(图5)或块34(图6)。

根据应用的另一示例，获知相对于最佳耦合的耦合位置使得能够在与终端的通信中优化功率管理。因此能够根据可用的功率来选择应答器处理单元所执行的功能。

可以在交换期间周期性地执行耦合估计。唯一需要进行预防的是不要在应答器的逆向调制期间估计耦合。例如，当应答器所恢复的功率足以用于微处理器27操作时就执行第一估计。从而，在交换期间执行周期性的测量。

根据又一示例，电流耦合相对于最佳耦合的位置被发送到终端，从而终端使得通信(终端发送到应答器的请求)适于应答器可利用的功率，应答器调节其计算能力。

应注意，耦合的确定不需要建立与终端的通信。

此外，最佳耦合的值随终端不同而变化。相对于最佳耦合估计电流耦合(例如如上所述)使得能够不再依赖于给定终端的特性，并且进行独立于终端的估计。因此，配备有本发明的耦合估计装置的应答器可以与任何现有终端一起操作。

以上已经描述了具有不同变型的各种实施例。应注意，本领域技术人员在不付出创造性劳动的情况下可以组合这些各种实施例以及变型的各个元素。

此外，对于电感和电容元件的值的选择取决于应用。

这些替换、修改以及改进方式旨在作为本公开的一部分，并且旨在包括在本发明的精神和范围内。相应地，前面的描述仅是示例性的，而非意在进行限制。本发明的范围仅由所附权利要求及其等同内容所限定。