一种驱动nF级负载的低压差线性稳压器

摘要

本发明属于稳压器设计技术领域，具体为驱动nF级负载的低压差线性稳压器。该线性稳压器包括误差放大器、补偿网络、带反馈的负载、输出采样网络和自适应极点调节电路。该电路只需要20pF的补偿电容就能在全负载电流范围内保持良好的相位裕度，而传统的miller补偿结构则需要至少200pF的补偿电容，而且通过自适应极点调节电路的引入能够大大减小静态功耗。本发明不需要大电容补偿就可以驱动nF级负载并在0-50mA负载下都具有良好的稳定性。

说明书

技术领域

本发明属于稳压器设计技术领域，具体涉及一种适用于驱动nF级负载的低压差线性稳压器。

背景技术

低压差线性稳压器是一种常用的电压转换电路，它因为具有面积小，易集成，纹波小的优点而被广泛使用。其设计的难点主要为稳定性问题。如今为了确保其稳定性，主要有两种方法。其一：采用一个很大的输出电容(一般为uF级)以稳定环路，这种方法简单有效易于实现，可是却会增加成本和面积，不易于集成；其二：采用一个很小的输出电容一般为(0-100pF)，将主极点放在第一级误差放大器的输出端以实现环路的稳定性。这种方法设计简单，易于集成因此现如今被广泛采用。可是，第二种方法的低压差线性稳压器无法驱动较大的负载(如nF级)，如果当所需要驱动的负载电容较大为nF级时，该低压差线性稳压器便无法稳定。从以上的分析中我们可以看到，无论是大负载电容(uF级)或是小负载电容(pF)级，因为可以将主次极点很好的分离从而得到环路的稳定性。但是当输出电容为nF级，电路便很难稳定，因为位于功率管栅极的极点与位于功率管漏级的极点(即输出极点)很难分离，从而形成共轭极点严重影响环路稳定性。若采用传统的miller补偿的方法，至少需要一个300pF的补偿电容才能稳定，这样大大增加了电路面积和成本。

本发明提出了一种新型的，不需要大电容补偿就可以驱动nF级负载并在0-50mA负载下都具有良好的稳定性的低电压线性稳压器，从而提供了一种很好的解决方案。

发明内容

本发明的目的在于提供一种新型无需大电容补偿的，可以驱动nF级电容负载的低压差线性稳压器。

发明提供的低压差线性稳压器，由误差放大器、补偿电容、自适应极点调节电路、输出采样电路、功率管、负载电容和带反馈的负载电路组成。其中，由输出采样电路对输出电压V_OUT进行采样后输入到误差放大器的负端，误差放大器将反馈电压与参考电压的误差信号进行比较放大后，单端输出到自适应极点调节电路，通过自适应的对极点进行调节以保证稳定性后输入到功率管的栅极，进行负载调节。最后引入带负反馈的负载电路，以减小负载电阻，从而保证在零电流时电路的稳定性；

输出采样电路由电阻R1、R2构成，接在输出电压V_OUT和地之间，采样信号由电阻R1和R2分压之后送到误差放大器的负端，与参考电压Vref进行比较，放大；

补偿电容接在第一级的输出与地之间，以设定主极点；

负载电容接在输出与地之间。

本发明无需大电容补偿，可以驱动nF级电容负载。该低压差线性稳压器采用SMIC0.13um CMOS 1P9M混合信号工艺条件设计，输出电容值为7nF，输入电压标称值为1.2V，输出电压标称值为0.9V，输出最大电流为50mA.利用电路仿真软件对两个主要环路进行仿真后表明，当负载电流为0mA和50mA时，均能保证环路的稳定性。利用电路仿真软件对设计好的版图进行后版图后仿真的结果表明：当输出负载电流从0mA到50mA瞬时跳变时，该低压差线性稳压器的响应时间小于3us，过冲电压小于0.07V。当输出负载电流从50mA到0mA瞬时跳变时，该低压差线性稳压器的响应时间小于3us，过冲电压约为0.06V。

附图说明

图1为本发明的低压差线性稳压器整体结构框图。

图2为自适应极点调节电路。

图3为带负反馈的负载电路。

图4为环路的小信号模型以及幅频特性。

图5为输出电流在0mA到50mA之间跳变的输出电流输出电压变化曲线。

图6为该低压差线性稳压器的效率曲线图。

具体实施方式

以下结合附图及实例对本发明进行详细说明。

如图1所示，无需大电容补偿的，可以驱动nF级电容负载的新型低压差线性稳压器，由电阻R1，R2组成的输出采样电路4对输出电压进行采样，将采样电压输入到误差放大器1的负端。误差放大器1通过将输出电压与参考电压的差值进行比较放大，单端输出送到自适应极点调节电路3。我们将主极点p1放在误差放大器1的输出端，通过调节补偿电容2的值可以调节主极点，这里补偿电容2可为20pF。同时，我们将次极点p2放在输出端，将第三个极点p3放在功率管5的栅极，因此，稳定性最差的情况分别出现在电流最大和电流最小的情况下。当负载电流增大的时候，p2增大向p3靠近；而电流减小的时候，p2减小向p1靠近，所以只要能满足这两种极端情况下的稳定性，就能满足整个环路的稳定性。自适应极点调节电路3能够在电流大的时候相应的增大第三个极点p3，从而不需要增大静态功耗便能满足环路的稳定性。将经过自适应极点调节电路3的信号输入到功率管5进行负载调节。同时通过引入带有负反馈的负载电路6可以减小负载对环路稳定性的影响，当负载电流很小的时候也能满足环路的稳定性。

如图2所示，为本发明所采用的自适应极点调节电路。其中，MOS管M1的栅极接在误差放大器的输出端，源级连接输出电压V_OUT，漏级与偏置电流源I1以及MOS管M2的源级相连，在该电路中作用为共源放大器。I1为偏置电流，同时偏置MOS管M1和MOS管M2。MOS管M2为一个共栅放大器，其栅极为一个恒定电压源V1偏置，源级与电流源I1和MOS管M1的漏级相连，其漏级与电阻R3、MOS管M3以及功率管5的栅极相连。其中电阻R3一端连接电源VDD，一端连接功率管5的栅极，MOS管M3为二极管连接，其栅极与漏级连在一起共同接到功率管5的栅极，而其源级连接到电源VDD。电阻R3，MOS管M3以及功率管5栅极加上miller效应的寄生电容A_p*C_gsp决定了第三个极点p3的位置。

$p_3=\frac{1}{2\pi (R_3//\frac{1}{g_{m3}}//\frac{1}{{\mathrm{sA}}_p{C}_p})}$

因为该电路的输出直接接到功率管5的栅极，当负载电流变大的时候，功率管5的栅极电压减小，引起g_m3变大，所以p3将移到更高频处，反之，当负载电流减小的时候，g_m3减小，引起p3减小，为了防止电流很小的时候p3太小引起不稳定，所以并联一个电阻R3以设定一个可接受的最大电阻值。

如图3所示，为本发明所采用的带负反馈的负载电路。其中箭头所指的方向为环路的负反馈通路的方向。在带负反馈的负载电路中，MOS管M1，MOS管M2，MOS管M3，电阻R3，功率管5，电流源I1以及偏置电压源V1均与图2中的电路复用，这样可以减小电路的复杂程度。不同的是，虽然MOS管M1，MOS管M2，MOS管M3，电阻R3，功率管5，电流源I1以及偏置电压源V1连接与图2完全相同，即MOS管M1的栅极接在误差放大器的输出端，源级连接在V_OUT，漏级与偏置电流源I1以及MOS管M2的源级相连，I1为偏置电流，同时偏置MOS管M1和MOS管M2。MOS管M2为一个共栅放大器，其栅极为一个恒定电压源V1偏置，源级与电流源I1和MOS管M1的漏级相连，漏级与电阻R3，MOS管M3，以及功率管5的栅极相连。其中电阻R3一端连接电源VDD，一端连接功率管5的栅极，MOS管M3为二极管连接，其栅极与漏级连在一起共同接到功率管5的栅极，而其源级连接到电源VDD。功率管5源级与电源VDD相接，漏级与下拉MOS管M4以及输出电容和负载相接，同时回连到MOS管M1的源级。但此时MOS管M1并不是作为共源放大器而是作为共栅放大器在工作。MOS管M4为下拉管，其栅极连接到M1的漏级，源级接地，漏级与输出V_OUT相连接，可以更好的调制输出电压。如图3所示的反馈环路的环路增益为

$A_{\mathrm{loop}1}=g_{m1}(R_{\mathrm{oeq}}//\frac{1}{{\mathrm{sC}}_{\mathrm{out}}})(g_{\mathrm{mp}}(R_3//\frac{1}{g_{m3}}//\frac{1}{{\mathrm{sA}}_p{C}_p})+\frac{g_{m4}}{g_{m2}})$

输出阻抗减小为

$R_{\mathrm{loop}1}=\frac{R_{\mathrm{out}}}{1+R_{\mathrm{out}}{A}_{\mathrm{loop}1}}$

$=\frac{(R_{\mathrm{oeq}}//\frac{1}{{\mathrm{sC}}_{\mathrm{out}}})}{1+g_{m1}(R_{\mathrm{oeq}}//\frac{1}{{\mathrm{sC}}_{\mathrm{out}}})(g_{\mathrm{mp}}(R_3//\frac{1}{g_{m3}}//\frac{1}{{\mathrm{sA}}_p{C}_p})+\frac{g_{m4}}{g_{m2}})}$

其中A_loop1为该反馈环路的增益，g_m1，g_m2，g_m3，g_m4，g_mp分别为MOS管M1，MOS管M2，MOS管M3，MOS管M4以及功率管5的跨导，C_OUT为输出电容，R_oeq为输出等效电阻，R3为电阻R3的电阻值，C_p为功率管5的栅极寄生电容，A_p为功率管5的增益，R_loop为加了反馈之后的输出阻抗，R_out为不加反馈的输出阻抗。

当A_loop1＞＞1时，输出的影响几乎可以忽略不计。

如图4所示，为环路的小信号模型以及幅频特性。如图4.(a)所示将环路在误差方法大器的栅极断开，可得环路增益为：

$\mathrm{loopgain}\approx \frac{{\mathrm{Bg}}_{m0}{r}_{o0}·(\left(C_p{Z}_p{g}_{m1}{R}_{\mathrm{oeq}}(1+g_{m4}/g_{m2})\right)s+g_{m1}{Z}_p{g}_{\mathrm{mp}}{R}_{\mathrm{oeq}})}{({\mathrm{sC}}_1{r}_{o0}+1)(s^2{C}_{\mathrm{out}}{C}_p{R}_{\mathrm{oeq}}{Z}_p+s(C_p{Z}_p{g}_{m1}{R}_{\mathrm{oeq}}{g}_{m4}/g_{m2}+C_{\mathrm{out}}{R}_{\mathrm{oeq}})+g_{m1}{Z}_p{g}_{\mathrm{mp}}{R}_{\mathrm{oeq}})}$

$\approx \frac{{\mathrm{Bg}}_{m0}{r}_{o0}·(\frac{\left(C_p(1+g_{m4}/g_{m2})\right)}{g_{\mathrm{mp}}}s+1)}{({\mathrm{sC}}_1{r}_{o0}+1)(\frac{s^2{C}_{\mathrm{out}}{C}_p}{g_{m1}{g}_{\mathrm{mp}}}+\frac{{\mathrm{sC}}_{\mathrm{out}}}{g_{m1}{Z}_p{g}_{\mathrm{mp}}}+1)}$

$\approx \frac{{\mathrm{Bg}}_{m0}{r}_{o0}·(\frac{\left(C_p(1+g_{m4}/g_{m2})\right)}{g_{\mathrm{mp}}}s+1)}{({\mathrm{sC}}_1{r}_{o0}+1)({\mathrm{sC}}_p{Z}_p+1)(\frac{{\mathrm{sC}}_{\mathrm{out}}}{g_{m1}{Z}_p{g}_{\mathrm{mp}}}+1)}$

其中$Z_p=R_3//\frac{1}{g_{m3}}$

其中loopgain为该反馈环路的增益，g_m0，g_m1，g_m2，g_m3，g_m4，g_mp分别为MOS管M0，MOS管M1，MOS管M2，MOS管M3，MOS管M4以及功率管5的跨导，其中M0为误差放大器1的输入对管，C1为补偿电容2，C_OUT为输出电容，R_oeq为输出等效电阻，ro0为误差放大器的输出电阻，R3为电阻R3的电阻值，C_p为功率管5的栅极寄生电容，A_p为功率管5的增益，R_loop为加了反馈之后的输出电阻值，R_out为不加反馈的输出电阻值。B为反馈系数值为

可以看到输出电阻对该环路的影响几乎可以忽略。由图4.(b)所示可以看到，电流从0mA到50mA，幅频特性并没有明显变化，且都能保证良好的稳定性。

如图5所示，为输出电流从0mA到50mA变化时的输出电流输出电压变化曲线。曲线(5.a)是输出电流的变化曲线，曲线(5.b)是输出电压的变化曲线，输出电流从0跳变到50mA，再从50mA跳变到0mA。当输出负载电流从0mA到50mA的阶跃跳变时，该低压差线性稳压器的响应时间小于3us，过冲电压小于0.07V。当输出负载电流从50mA到0mA的阶跃跳变时，该低压差线性稳压器的响应时间小于3us，过冲电压约为0.06V。

如图6所示，为该发明中低压差线性稳压器的效率曲线图。其最大效率约为72％，静态电流为250uA。

本发明中提出了一种无需大电容补偿的，具有自适应极点调节，适用于驱动的nF级负载电容的新型低压差线性稳压器，它具有面积小，稳定性好，且幅频特性不随负载变化的优点。该电源采用SMIC 0.13um CMOS 1P9M混合信号工艺条件，输出电容值为7nF。输入电压标称值为1.2V，输出电压标称值为0.9V，输出电流最大值为50mA。利用电路仿真软件模拟结果表明：当输出负载电流从0mA到50mA的阶跃跳变时，该低压差线性稳压器的响应时间小于3us，过冲电压小于0.07V。当输出负载电流从50mA到0mA的阶跃跳变时，该低压差线性稳压器的响应时间小于3us，过冲电压约为0.06V。

本发明提到的新型低压差线性稳压器不需要大电容补偿便可驱动nF级负载电容，静态功耗小，转换效率高，且对于负载变化和输入电压变化的快速响应时间，又能满足电源芯片的快速负载变化的要求。